Inversor trifásico SPWM para el control de velocidad de un motor de
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1. Pasabajas LC CH Acoplarmento 3 E Limitar Ancho banda 3 W 20044Hz Ganancia PEE Gruesa sonda 10 inerti NO CA Goat b z104 i LHI 50 04 O Stop CHI JAcoplamiento l Limitar Ancho Banda NO Ganancia Wanable Gruesa E 7 sonda 10 Inwertir NO CHA 200mY C Fig 18 a Diagrama esquem tico del inversor con carga resistiva en estrella con filtro de salida b Voltaje de fase antes del filtro Van y despu s del filtro V4 y c Voltaje de fase y corriente de fase ian e Voltaje de entrada V1 100 Volts Frecuencia de conmutaci n 10 kHz Tiempo muerto 500 nS Carga resistiva R 7502 ndice de modulaci n en amplitud m 1 En la figura 17 b se observan las formas de onda del voltaje de fase Van y la corriente de fase ian En la figura 17 c se observa la distribuci n arm nica del voltaje de fase y la magnitud en decibeles para la frecuencia de conmutaci n y para cada arm nico m ltiplo de la frecuencia de conmutaci n Finalmente en la figura 17 d se observa la forma de onda del voltaje de l nea Vap Pos 25 002 LO Arnplitud O O Matem Ib Diferencia 42 448 Cursor 1 31 106 Cursor 2 11 3d8 Hanning A A a 11001014 NG CHA Ode SURH CMSS d Stop Tension CH Ei Dai A A MEL 176 Cursor 1 59 0 Cursor 2 8 Oy CHI 1 60 E lt 10Hz Fig 12. ales de voltaje trif sicas para obtener un voltaje de corriente directa posteriormente filtrado para disminuir el rizado con dicho voltaje de CD se alimenta la etapa de potencia la cual en este caso es un puente inversor empleando transistores IGBT s los cuales son controlados mediante se ales de disparo generadas por el microcontrolador PIC de la etapa digital con base a una referencia provista por el usuario a trav s de un potenci metro conectado a la entrada del convertidor anal gico a digital ADC del microcontrolador las se ales generadas por el PIC se adecuan para introducirlas al puente inversor cuya salida se aplica a la carga II IMPLEMENTACI N DEL HARDWARE DEL INVERSOR En la figura 1 se pueden observar las etapas que conforman el sistema del inversor las cuales se describen a continuaci n Manuscrito recibido el 4 de Julio de 2006 Este trabajo fue respaldado por el departamento de Ing El ctrica y Electr nica del Instituto Tecnol gico de Sonora Aganza T Alejandro hasta la fecha se ha de desempe ado como consultor y dise ador de sistemas electr nicos de manera independiente en Ciudad Obreg n Sonora M xico Tel Cel 6449 98 61 68 e mail alejandro aganza gmail com P rez R Javier hasta la fecha se ha de desempe ado como Profesor de Tiempo Completo del Instituto Tecnol gico de Sonora en el Departamento de Ingenier a El ctrica y Electr nica Instituto Tecnol gico de Sonora Ave Antonio Caso S N
3. ngulo por lo que el rea se obtiene de la f rmula E bxh LC MKtiempo 2 NE 2 A La corriente se obtuvo del an lisis realizado con el analizador de potencia el desfasamiento en tiempo se obtiene del factor de potencia en la carga partiendo de FP Coso 3 Por lo que el desfasamiento en tiempo se obtiene a partir del desfasamiento en grados tomando en cuenta que un ciclo completo de 60 Hertz tiene un periodo de 16 667 ms Cosp 0 71 Cos 0 71 44 76 360 gt 16 667mSeg 44 76 gt x x 2 0725mSeg RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 9 150 se al de disparo AA Opto del transistor 7 acoplador BN 137 Hacia HIN o LIM del driver 12110 791504 Tierra de la etapa de contral Tierra de la etapa de potencia Fig 6 Diagrama de conexi n del optoacoplador 6N137 Por lo que el rea carga y las capacitancias obtenidas de 1 y 2 son 4 P _ OSAMpAC0725m8cg 2 2 O 2 59062x1 0 Coulombs C Q _2 59062x1 0 Coulombs V 220V 11 7756 uF 4 Una vez obtenida la capacitancia se procede a obtener el voltaje de trabajo del capacitor tomando en cuenta que la potencia reactiva est definida por Potencia Reactiva V I Sen 4 Tomando en cuenta que el valor de la potencia reactiva se obtuvo del an lisis con el medidor FLUKE se obtiene el voltaje de trabajo m nimo del ca
4. 4 Y PTCONO FRECUENCIA DE REFERENCIA OPERACION ALINEADA POR FLANCO MOVLW PARA PTPERL Y PTPERH CARGADOS UNA FRECUENCIA DE PWM DE 10KHz MOVWF X PTPERH PTPERL Fosc 4 PWMfreq PTMRps 1 MOVLW 0x01 PTPERH PTPERL 20MHz 4 10KHz x 1 1 499d 1F3h MOVWF PTPERH MOVLW b 01000000 PWMCONO CONFIGURADO DE TAL MANERA QUE MOVWF a PWMO PWM1 PWM2 PWM3 PWM4 y PWMCONO PWM5 SON SALIDAS b TODOS LOS PARES PWM ESTAN EN MODO COMPLEMENTARIO b 00000001 PWMCON1 CONFIGURADO DE TAL MANERA QUE a POSTESCALADO DE DISPARO DE EVENTOS ESPECIALES 1 1 b EVENTO ESPECIAL DE DISPARO OCURRE EN CONTEO ASCENDENTE ACTUALIZACION DE CICLO TIL PWMCON1 PERIODO HABILITADOS d IGNORAR SALIDAS SINCRONICAMENTE A BASE DE TIEMPO PWM MOVLW MOVWF TIEMPO b 00000101 DTCON TIEMPO MUERTO DE 500 ns TIEMPO MUERTO VALOR DE MUERTO Fosc 2 Fig 11 C digo de configuraci n del m dulo PWM No Utilizados G N A A PDCnH lt 5 0 gt E PDCnL lt 7 D gt PDCn lt 13 0 gt PDCnL lt 7 0 gt PDCnH lt 7 0 gt Fig 12 Registros de ciclo util PDCxH y PDCxL significativos de los registros PDCxH y los 6 bits m s significativos de los PDCxL los cuales se muestran en la figura 12 As pues si se tuviese una resoluci n de 8 bits para una frecuencia de salida deseada y una frecuencia de reloj conocida se utilizar an los 6 bits m s signific
5. Col Villa ITSON Ciudad Obreg n Sonora M xico C P 85138 C P 85130 Tel 644 4109000 ext 101 Fax 644 4109001 e mail jperez MWitson mx Fig 1 Diagrama a bloques del inversor alimentado por voltaje Voltaje Regi n de par constante O A ig a eric PP Regi n de potencia constante Pamaxl Voltaje de Estator Par del motor Vmmb Juin Toa Fig 2 Curva del par inducido en el motor de inducci n trif sico para una relaci n V f constante de entrada frecuencia A Carga La carga utilizada fue un motor de inducci n trif sico 2 de jaula de ardilla de 1 3 de HP con un voltaje nominal de trabajo de 220Vrms y una corriente nominal de 3 3 amperes marca GENERAL ELECTRIC con una velocidad m xima de giro de 1720 RPM a una frecuencia de voltaje de trabajo de 60 Hz Para llevar a cabo la variaci n de velocidad de este tipo de motor existen diferentes m todos descritos en 2 el m todo utilizado en el desarrollo de este trabajo es el de Voltaje Frecuencia constante el cual consiste en mantener una relaci n constante entre la magnitud del voltaje del estator del motor y la frecuencia el ctrica del mismo con la finalidad de conservar el par constante a trav s del rango de operaci n del motor La curva del par inducido en el motor para una relaci n Voltaje frecuencia V f constante en un motor de inducci n s
6. accede a ella ciclicamente multiplicando este valor de la tabla por la frecuencia de salida se obtiene el valor de ciclo til correspondiente a cada valor de la tabla resultando en una variaci n senoidal del ciclo til a la salida Dado que el inversor es trif sico se utilizan tres punteros desfasados 120 grados uno con respecto del otro Los valores de la tabla senoidal y los punteros en la misma se muestran en la figura 13 Dichos valores van desde O a 256 debido a que la variable utilizada es de 8 bits para la realizaci n de este proyecto se utilizaron 19 valores en la tabla senoidal con lo que se obtiene una resoluci n de 10 grados por cada valor en la tabla senoidal y un total de 36 puntos para sintetizar un ciclo completo de la se al de salida La frecuencia de salida se proporciona mediante el uso del timerO del microcontrolador el cual interrumpe al terminar el ciclo til y cambia al siguiente valor para obtener el nuevo ciclo til el proceso de la generaci n del voltaje a la salida seg n las interrupciones del timerO se muestra en la figura 14 Cada interrupci n del timer0 corresponde a un valor de la tabla senoidal En la figura 14 se observa que para cada valor de ciclo til se genera un voltaje instant neo y la suma de este voltaje a trav s del tiempo da el voltaje promedio de salida el cual como se puede observar es del tipo senoidal El semiciclo de voltaje de salida mostrado en la figura 14 corresponde al v
7. 8 d Distribuci n arm nica del voltaje de fase Van despu s del filtrado e Voltaje de l nea V4g despu s del filtrado Continuaci n 114601 Ena OL E1 A rl CHT 50 04 Pruebas con carga resistiva en estrella con filtro de salida Las pruebas realizadas utilizando un filtro a la salida del inversor se realizaron utilizando un filtro pasabajas LC de segundo orden dise ado para tener una frecuencia de corte de 2 kHz El diagrama de conexiones del filtro de salida con la carga se observa en la figura 18 a Las pruebas se realizaron bajo las siguientes condiciones de prueba Voltaje de entrada V1 100 Volts Frecuencia de conmutaci n 10 kHz Tiempo muerto 500 nS Carga resistiva RL 750 ndice de modulaci n en amplitud m 1 Inductancia del filtro de salida 1 5288mH Capacitancia del filtro de salida 10uF La figura 18 b muestra la forma de onda del voltaje antes Van y despu s del filtro de salida Van La figura 18 c muestra las formas de onda del voltaje de fase Van y la corriente de fase ian donde se puede observar que ambas est n en fase RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 15 RELACI N VIFPARA EL MOTOR DE INDUCCI N TRIF SICO bI DJ D A T E a T T gt i D ana 6 9 12 19 18 21 24 27 30 33 36 39 42 43 46 31 5d 57 60 63 Frecuencia Hz Fig 19 Relaci n V fa la salida del inversor con el motor de
8. En las figuras 16 a y b se observa el tiempo muerto entre los transistores S y S2 de una rama del inversor para el flanco de subida y de bajada respectivamente Para el caso de las dos figuras se observa que el tiempo muerto es de 500 ns en ambos flancos Pruebas con carga resistiva en estrella sin filtro de salida Las pruebas con carga resistiva conectada en estrella se realizaron utilizando el diagrama de conexiones mostrado en la figura 17 a bajo las siguientes condiciones de prueba CHI 50 0 CH1 10 006 CHT 50 04 5 00 Hz CIODKS Asi Acq Complete A A E S 1501001 AS bj Y Stop II c L 1 d CH 10Hz CH lt 10Hz Pos 25 00 Hz lt 10Hz d J li i Fal I i 13 RL RL RL CH1 Acoplamiento CA Limit r Ancho Banda TN iiH Ganancia Wariable Gruesa sonda 10X Inertir NO 30 64 Amplitud Matem Diferencia 8 30d6 Cursor 1 33 406 Cursor 2 25 008 Flattoap Tension CHI Diferencia JA Cursor 1 106 Cursor 2 102 TOT Fig 17 a Diagrama esquem tico del inversor con carga resistiva en estrella sin filtro de salida b Voltaje de fase Van y corriente de fase Lin c Distribuci n arm nica del voltaje de fase Van d Voltaje de l nea Va 14 RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 Red de F ilir
9. NIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 Beristain J Jos Antonio obtuvo el grado de Maestro en Ciencias en el centro nacional de investigaci n y desarrollo tecnol gico CENIDET y el grado de Doctor por la Universidad Polit cnica de Catalu a actualmente labora en el Instituto Tecnol gico de Sonora como Maestro Investigador de tiempo completo
10. OMO ENTRADAS CONFIGURACI N EN MODO DE CONVERSI N CONTINUA SOBRE EL CANAL A ANO SE ENCIENDE EL CONVERTIDOR b 00100011 ADCONO Fig 10 C digo de configuraci n del convertidor ADC tener un tiempo de recuperaci n inversa tx no mayor a 100ns soportar el voltaje de alimentaci n del inversor voltaje del bus de CD y la corriente de carga del circuito la cual depende de la carga de compuerta del transistor y la frecuencia de conmutaci n El diodo utilizado en este desarrollo es el modelo NTE574 el cual soporta hasta 400 Volts entre terminales tiene un tr de 35ns y soporta una corriente de 1 Ampere con lo que se cubren todos los requerimientos para el correcto funcionamiento del driver para el desarrollo de este proyecto E Etapa digital Finalmente la ltima etapa del hardware del sistema es la etapa digital la cual se implement mediante el microcontrolador PIC18F2431 de Microchip Technology El sistema m nimo del microcontrolador se muestra en la figura 8 en dicha figura se observa que la etapa digital se encuentra constituida de manera relativamente sencilla ya que solamente se precisa de un circuito oscilador como base de tiempo del microcontrolador y botones de funciones que pueden ser configurados mediante software por el usuario III IMPLEMENTACI N DE LA T CNICA DE MODULACI N SPWM La t cnica empleada para la generaci n de las se ales de control del puente inversor trif sico es la
11. RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 7 Inversor trif sico SPWM para el control de velocidad de un motor de inducci n implementado en el microcontrolador PIC18F2431 Aganza T Alejandro P rez R Javier y Beristain J Jos Antonio Resumen En el presente art culo se presenta el desarrollo de un inversor trif sico empleado en el control de velocidad de un motor de inducci n trif sico de jaula de ardilla de 1 3 HP utilizando el m todo de control Volts Hertz constante La t cnica de modulaci n empleada en la conmutaci n del inversor es la modulaci n por ancho de pulso senoidal SPWM dicha t cnica fue implementada en el microcontrolador PIC18F2431 El nfasis de este art culo es la descripci n y manejo de los recursos de control de motores y manejo de potencia del microcontrolador Finalmente se muestran pruebas realizadas al sistema para observar su respuesta Palabras clave Inversor IGBT microcontrolador PIC I INTRODUCCI N Un inversor o convertidor DC AC 1 como su nombre lo indica es un circuito donde se introduce un voltaje de corriente directa a la entrada y se obtiene un voltaje de corriente alterna de magnitud y frecuencia variables El esquema b sico del inversor alimentado por fuente de voltaje el cual fue el utilizado en el desarrollo de este trabajo se muestra en la figura 1 El funcionamiento consiste en la rectificaci n de las se
12. a del inversor Las respuestas obtenidas se observaron utilizando un osciloscopio digital Tektronix modelo TDS2024 10 Cabe mencionar que antes de realizar las pruebas listadas se verificaron las se ales de control generadas por el RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 5 to p Tiempo CH1 Diferencia 500 0n 2 000MHz Cursor 1 0 0005 Cursor 2 p rs CHI 5 00 O Stop Tiempo CH1 1 Diferencia SM ns 2 000MiHz Cursor 1 EAT Cursor 2 LELA TIT CHI 5 004 B Fig 16 Tiempo muerto entre se ales de transistores de una misma rama ajen el flanco de subida b en el flanco de bajada continuaci n microcontrolador para cada uno de los transistores as como el tiempo muerto entre las se ales de control de una misma rama del inversor De esta manera se verificaron que las se ales de control entre ramas del inversor estuvieran desfasadas 120 grados una con respecto de las otras adem s que las se ales de control entre transistores de una misma rama se encontraran complementadas y existiera entre stas el tiempo muerto establecido La figura 15 muestra las se ales de control generadas correspondientes a los transistores de dos ramas contiguas del inversor el par de se ales superior corresponden a los transistores S y S y el par inferior a S y Sy del puente inversor de dos niveles mostrado anteriormente en la figura 3
13. abajos espec ficamente en lo referente al microcontrolador utilizado Recurriendo a este trabajo como base es posible aumentar la complejidad de la topolog a del inversor voltajes y corrientes de trabajo as como la t cnica de modulaci n empleada El sistema queda listo para la aplicaci n de t cnicas y algoritmos de control RECONOCIMIENTOS Se agradece al Ing Jos Lu s Flores Nolasco y a Leonardo Samayoa Veliz por su colaboraci n en el desarrollo de este trabajo REFERENCIAS 1 Muhammad H Rashid Electr nica de potencia Circuitos Dispositivos y Aplicaciones Editorial Pearson Educaci n Segunda edici n 1995 1 Chapman Stephen M quinas El ctricas Editorial McGraw Hill Tercera edici n 2000 2 Mohan Ned Undeland Tore M Robbins William P Power electronics Converters Applications and Design Editorial John Wiley amp Sons INC Segunda edici n 1995 3 Bose Bimal K Modern Power Electronics and AC drives Editorial Prentice Hall 2001 4 Skvarenina Timothy L The Power Electronics Handbook Editorial CRC Press 2001 5 Arizona Microchip Technology Application Note 900 Controlling 3 Phase AC Induction Motors Using the PIC18F4431 http www microchip com stellent 1dcplg IdcService 8S GET PAGE no deld 1824 appnote en020394 consultada en Julio de 2006 6 Fluke Electronics Fluke 43B Analizador el ctrico avanzado Manual de uso 7 International Rectifier Design Tip DT98 2a Boot
14. ar esta potencia El elemento encargado de esta tarea es el filtro capacitivo que tambi n reduce el rizado del voltaje de CD el m todo utilizado para el c lculo del filtro se describe en los 4 pasos siguientes 1 Se realiza el an lisis de potencia en la carga para obtener el an lisis de calidad de potencia se utiliz el medidor FLUKE modelo 43B 7 de las mediciones realizadas se obtuvieron los siguientes datos de trabajo e Voltaje 220 Vrms e Corriente 2 5 Arms e Factor de potencia FP 0 71 Dlesfasarniento entre Voltaje y Corriente i T a a E EQ e We WE 220 Senda m6 Ot Y 103 5 Sena midt A Magritud en comente 4 EL j l 1 La i i 1 0 pogr Di j gg miga 0 agpi 001 Tiempo en se gundos Fig 5 Representaci n grafica del voltaje y corriente en la carga e Potencia reactiva en la carga 600 VAR 2 Con los datos obtenidos se realiza una representaci n gr fica de las se ales de voltaje y corriente para el m ximo desfasamiento entre ambos con el respectivo factor de potencia En la figura 5 se puede observar que el rea sombreada es la carga debida a la potencia reactiva del sistema por lo que esta carga es la m xima que debe ser capaz de manejar el filtro capacitivo 3 Calcular la capacitancia del filtro partiendo la f rmula 1 c 2 1 V Para obtener la carga se realiza una aproximaci n del rea bajo la curva de la corriente a un triangulo rect
15. ativos del registro PDCxL y los dos bits menos significativos del registro PDCxH cabe mencionar que los dos bits menos significativos de PDCxL marcados como Q sincronizan los disparos de todos los canales con respecto a un reloj interno del m dulo PWM donde el valor de estos campos Q dependen del preescalador del m dulo de PWM el cual es establecido por el usuario pero no contribuye al valor de ciclo til a la salida Para el desarrollo de este trabajo la resoluci n en bits fue de 9 bits debido al reloj de 20 MHz y una frecuencia PWM de 10 KHz 12 RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 Walores de la tabla senoidal Fig 13 Punteros en la tabla de valores senoidales para la generaci n del voltaje de salida del inversor dai AHONT MONO del 1 1 1 Ti mer gt voltaje Voltaje promedio A A MA I AA A i Voltaje instant neo IT Y gt 1 1 1 1 1 1 1 1 I 1 1 laf 1 y i nf N 1 1 1 1 i 1 1 I I 1 I I sj i MA 1 JN f W NEA y f m k I 1 t I I 1 I I Fig 14 Voltaje instant neo y promedio generado mediante las interrupciones del timer0 y los valores de la tabla senoidal La implementaci n de la t cnica SPWM se realiza haciendo uso de una tabla de valores que cambian senoidalmente la cual se carga en la memoria del microcontrolador y se
16. e muestra en la figura 2 B Etapa de potencia La etapa de potencia en el desarrollo del sistema se encuentra constituida por un puente inversor trif sico topolog a de dos niveles 3 4 y 5 implementado mediante transistores 8 RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 220W4AC 1 60 Hz Fig 4 Rectificador trif sico no controlado bipolares de compuerta aislada IGBT s La figura 3 muestra el diagrama esquem tico del puente inversor utilizado Los transistores utilizados son el modelo FGH50N682D de Fairchild Semiconductor los cuales cuentan internamente con diodos de marcha libre en antiparalelo y tienen la capacidad de soportar un voltaje de trabajo de hasta 600 Volts y 60 Amperes 110 C C Rectificador trif sico La conversi n de corriente alterna de la red de suministro el ctrico a un voltaje de corriente directa para la alimentaci n del puente inversor se realiz mediante un rectificador trif sico no controlado de diodos el cual se muestra en la figura 4 La salida del rectificador proporciona un voltaje de corriente directa pulsante por lo que se debe filtrar para reducir el rizado Para filtrar la salida del rectificador se utiliz un filtro capacitivo Sin embargo debido a que la carga es inductiva en este caso un motor de inducci n se maneja potencia reactiva en el sistema por lo que el sistema del inversor debe ser capaz de manej
17. elaci n mostrada en la gr fica de la figura 19 donde se observa que la relaci n V f es constante en casi todo el rango de operaci n del motor de inducci n Realizando mediciones de la velocidad de giro del motor y la frecuencia del voltaje de salida para cada velocidad se obtuvo la relaci n mostrada en la gr fica de la figura 20 en esta se observa que la relaci n Velocidad frecuencia es constante en cas1 todo el rango de operaci n del motor de inducci n al igual que la relaci n V f RELACI N VELOCIDAD FRECUENCIA PARA EL MOTOR DE INDUCCI N 000 1500 1000 900 Velocidad RPM D b 9 12151021 24 27 90 93 96 39 42 45 46 51 54 57 60 63 Frecuencia Hz Fig 20 Relaci n velocidad frecuencia para el motor de inducci n trif sico utilizado como carga a la salida V CONCLUSIONES Mediante la realizaci n de este trabajo presenta una alternativa para el dise o de un inversor de dos niveles principalmente enfocado a la comunidad estudiantil de ingenier a adem s paralelamente se cumpli con el objetivo de llevar a cabo la implementaci n del mismo y variar la velocidad del motor de inducci n manteniendo el par del motor constante en el rango de operaci n del mismo Igualmente se llev a cabo la implementaci n y desarrollo de la t cnica de modulaci n SPWM en el microcontrolador PIC18F2431 asimismo se abordaron las implicaciones de esta t cnica en lo referente a su aplicaci n a este tipo de tr
18. ida del m dulo PWM se realiza cargando un valor al registro PTPERH PTPERL en base a la ecuaci n 6 F 4 6 PTPERH PTPERL F oyu APTMR ys De la misma manera el valor de tiempo muerto entre pares complementarios PWM se establece mediante la modificaci n del registro DTCON en base a la ecuaci n 7 PAE ALON 7 Eos Preescalador Tiempo Muerto La configuraci n de la totalidad del m dulo PWM se completa mediante el establecimiento de la base del tiempo y de la respuesta a se ales de falla o generaci n de se ales debido a eventos configurables por el usuario La totalidad del c digo de configuraci n del m dulo PWM se muestra en la figura 11 Un punto importante para el manejo del m dulo PWM es el valor de ciclo til que toma cada una de las salidas mediante los registros de 14 bits denominados PDCxH PDCxL mostrados en la figura 12 el n mero de bits que contribuyen al ciclo til var a dependiendo de la frecuencia de salida de la se al PWM y de la frecuencia del cristal de oscilador Tomando en cuenta los puntos anteriores la resoluci n disponible de los 14 bits mencionados se encuentra dada por la ecuaci n 8 log 2c Fora 8 log 2 Sin embargo cabe mencionar que solo 12 bits realmente contienen el valor del ciclo til estos son los 6 bits menos Resoluci n bits INICIA_PCPWM MOVEW b 00000000 PTCONO CONFIGURADO PARA QUE POSTESCALAMIENTO 1 1 MOVWF Fosc
19. inducci n como carga La distribuci n arm nica del voltaje de fase V an se observa en la figura 18 d donde la distorsi n arm nica medida con el analizador de potencia FLUKE 43B es de 2 2 La figura 18 e muestra la forma de onda del voltaje de l nea Van Un aspecto importante que cabe mencionar es el tipo de capacitor utilizado en el filtro de salida los cuales deben ser capacitores no polarizados se recomienda que sean de de un material diel ctrico que proporcione una din mica r pida con la finalidad de obtener un mejor filtrado de las componentes de alta frecuencia correspondientes a la frecuencia de conmutaci n de los transistores del inversor Pruebas con el motor de inducci n trif sico sin filtro a la salida del inversor Las pruebas realizadas con el motor de inducci n trif sico consistieron en la obtenci n de la caracter stica V f de salida y la relaci n voltaje velocidad Las condiciones de prueba utilizando al motor de inducci n como carga sin filtro de salida son Voltaje de entrada V1 120 Volts Frecuencia de conmutaci n 10 kHz Tiempo muerto 1 u5 ndice de modulaci n en amplitud m 1 Potencia del motor 1 3 HP Conexi n de los devanados del motor en estrella Y Voltaje m ximo de trabajo del motor 220V 440V Corriente m xima de trabajo del motor 3 3 Amps Realizando mediciones del valor de voltaje a la salida y la frecuencia de dicho voltaje para cada fase se obtuvo la r
20. istor inferior Volts min Voltaje m nimo entre las terminales Vg y Vs 10 RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 R33 10K m SW7 S O RESET R34 Sy cas r R42 5K 0 tuF Referencia ES 470 GIRO 06 R32 el 2 lt a Se ales de control on hacialos m c optoacopladores dL lt gt a ydrivers 1 02 22pF O XTAL1 8 MHz C37 Y RCOTICKI 5 sy RC1 FLTA 22pF T RCNFLTE 4 SW8 R43 47K 470 D15 i R4 a Y N 5V 47K ARRANQUE PARO T Y GIRO 4 7K Fig 8 Diagrama esquem tico del sistema m nimo para el microcontrolador lt p181f2431 inc gt DEFINICI N DE CABECERA DEL uC include CONFIG CONFIG CONFIG OSC HS FCMEN OFF IESO OFF OSCILADOR DE ALTA VELOCIDAD MONITOR DE RELOJ HABILITADO SWITCH INTERNO EXTERNO DESHABILITADO POWER UP TIMER HABILITADO RESET POR BAJO VOLTAJE CONFIG PWRTEN ON CONFIG BOREN ON HABILITADO CONFIG BORV 20 CONFIG WDTEN OFF CONFIG HPOL HIGH APAGADOS VOLTAJE DE RESET 2 0V WATCHDOG DESHABILITADO TRANSISTORES SUPERIORES AL INICIO CONFIG LPOL HIGH TRANSISTORES INFERIORES APAGADOS AL INICIO CONFIG SALIDAS PWM DESHABILITADO AL RESET CONFIG COMO PWMPIN ON MCLRE ON HABILITACI N DEL PIN MCLRE RESET MAESTRO CONFIG PROGRAMACI N EN BAJO VOLTAJE ICSP LVP OFF DESHABILITADO Fig 9 C digo de configu
21. oltaje en un M Pos 0 0005 ru A iims r Fig 15 Disparos en los transistores de dos ramas contiguas del inversor IGBT de una rama del puente inversor La frecuencia de salida se encuentra dada por el temporizador timer0 del microcontrolador de la siguiente manera OSC 4 9 2 NPT 1 x PTO x Frec Timer0 Donde Fosc Frecuencia interna de trabajo del microcontrolador NPT N mero de puntos en la tabla senoidal PTO preescalador del Temporizador 0 timer0 Frec Es el valor digitalizado proveniente del potenci metro conectado al convertidor ADC Una variable que se desprende de la modulaci n SPWM es el ndice de modulaci n en amplitud m el cual repercute en el nivel de voltaje a la salida del inversor 5 dicha variable puede modificarse de manera relativamente sencilla en la implementaci n del c digo esto se logra escalando los valores de la tabla senoidal cargada en memoria IV PRUEBAS Y RESULTADOS Despu s de la implementaci n de la modulaci n SPWM y del sistema en su totalidad se muestran las pruebas realizadas al sistema as como los resultados arrojados por las mismas Se realizaron tres diferentes tipos de pruebas a Pruebas con carga resistiva conectada en estrella sin filtro a la salida del inversor b Pruebas con carga resistiva conectada en estrella con filtro a la salida del inversor c Pruebas con el motor de inducci n trif sico sin filtro a la salid
22. pacitor partiendo de 4 600VAR V 2 5 Sen 44 76 A 340 842 Volts 2 5 Sen 44 76 Cabe mencionar que los valores obtenidos son los valores m nimos sin embargo debido a las aproximaciones realizadas se recomienda utilizar el valor comercial inmediato superior disponible Para el desarrollo de este proyecto se proporcion un margen de trabajo superior de aproximadamente 9 veces el valor m nimo de capacitancia por lo que el valor del capacitor empleado fue de 99 uF a 440 Volts D Aislamiento y adecuaci n Una vez que se tiene la etapa de potencia y alimentaci n de la misma es necesario aislar las se ales de control provenientes de la etapa digital para proporcionar una protecci n contra cortocircuito as como una mayor inmunidad al ruido entre la etapa digital y la etapa de potencia De la misma manera es necesario adecuar las se ales de control para cumplir los requerimientos de funcionamiento de los transistores del puente Inversor garantizando as su correcto control de conducci n Hasta 500 o 600 vw olts Hacia la o Carga Fig 7 Diagrama de conexi n del driver IR21 10 Para obtener el aislamiento el ctrico entre la etapa digital y de potencia se utilizaron los optoacopladores modelo 6N137 de Fairchild Semiconductor el diagrama esquem tico para una se al de control se muestra en la figura 6 Una vez aislados las se ales de control se procede a adecuar las mismas para esto se utili
23. raci n y cabecera del microcontrolador Tomando en cuenta que la frecuencia de conmutaci n utilizada en el desarrollo de este trabajo es 10 kHz y sustituyendo los valores provistos por los fabricantes del driver y del IGBT para cada una de las variables especificadas en 8 para la ecuaci n 5 se obtiene el valor de capacitancia del capacitor de bootstrap 125uA4 A AuA 10kHz 10kHz 15Y 0 7V 1V 13Y 2 2070nC 5nC C gt l 315 8nF Por lo que el capacitor debe tener un valor mayor a 315 8nF pr cticamente en 8 se recomienda que el valor del capacitor de bootstrap sea 15 veces el valor obtenido por lo que el valor ptimo ser a 4 77uF En la realizaci n de este proyecto el capacitor empleado es de 10 uF 50V En lo que respecta al diodo de bootstrap seg n lo establecido en la referencia 8 ste debe INICIA_ADC CLRF ADRESL RESULTADO CLRF ADRESH LIMPIA LOS REGISTROS DE DEL ADC MOVEW b 00010000 REFERENCIA DE VOLTAJE SELECCIONADA COMO LA ALIMENTACI N DEL MICROCONTROLADOR BUFFER FIFO HABILITADO MOVWF ADCONI b 00110110 RESULTADO JUSTIFICADO A LA IZQUIERDA TIEMPO DE ADQUISICI N 12 TAD BASE DE TIMPO Fosc 64 ADCON2 b 11000000 ADCON3 FUENTES DE DISPARO EXTERNAS DESHABILITADAS b 00000000 ADCHS SELECCI N GRUPO A CANAL ANO b 11111111 ANSELO PUERTO A CONFIGURADOS COMO ENTRADAS ANAL GICAS b 00111111 TRISA PUERTO A CONFIGURADO C
24. strap Component Selection for Control IC s http www irf com technical info designtp dt98 2 pdf consultada en Julio de 2006 16 8 Arizona Microchip Technology PIC18F2331 2431 4331 4431 Datasheet http ww1 microchip com downloads en DeviceDoc 39616b pdf consultada en Julio de 2006 9 Tektronix Osciloscopio de almacenamiento digital Series TDS1000 y TDS2000 Manual del usuario gt al a Aganza T Alejandro naci el 28 de Marzo de 1983 en Ciudad Obreg n Sonora M xico Obtuvo el grado de Ingeniero en Electr nica con acentuaci n en Instrumentaci n y Control en el Instituto Tecnol gico de Sonora en Agosto de 2006 Actualmente se desempe a como consultor y dise ador de sistemas electr nicos Sus reas de inter s son An lisis dise o modelado e implementaci n de sistemas electr nicos de potencia y teor a de control aplicada a los mismos P rez R Javier naci el 2 de Febrero de 1973 Obtuvo el titulo de Lic en electr nica en la Universidad Aut noma de Puebla en 1999 el grado de Maestro en Ciencias en Ing Electr nica en el Centro Nacional de Investigaci n y Desarrollo Tecnol gico en Cuernavaca Morelos en el 2000 Del 2000 a la fecha labora como profesor de tiempo completo en el Instituto Tecnol gico de Sonora en Ciudad Obreg n Sonora M xico Sus reas de inter s son control autom tico procesamiento de im genes y electr nica de potencia RIEE amp C REVISTA DE INGE
25. t cnica SPWM 3 4 y 5 la cual se implement en el microcontrolador PIC18F2431 haciendo uso de los recursos de control de motores propios del mismo 9 entre los que se pueden mencionar RIEE amp C REVISTA DE INGENIER A EL CTRICA ELECTR NICA Y COMPUTACI N VOL 2 NO 1 DICIEMBRE 2006 11 e 6 salidas PWM con 3 generadores de ciclo til cuyos pines pueden ser agrupados en pares Ciclo til de PWM con una resoluci n de 14 bits Cambios de ciclo til en plena ejecuci n de c digo Modos de salida alineados a centro o a flanco Control de tiempo muerto programable entre pares de salidas PWM e Convertidor ADC de 10 bits alineado a izquierda o derecha La configuraci n del microcontrolador para llevar a cabo la tarea de control de motores se muestra en la figura 9 donde se muestra los aspectos a configurar antes de la ejecuci n del c digo principal Posteriormente se configura el convertidor anal gico digital mediante el cual se proporciona la referencia para la frecuencia de salida de la componente fundamental del voltaje del inversor El convertidor se configur en modo de conversi n continua y con el resultado alineado a la izquierda figura 10 Posteriormente se configura el m dulo PWM para obtener la frecuencia de conmutaci n de salida de 10 kHz un tiempo muerto de 500 ns entre pares de salidas complementadas y salidas alineadas por flanco Dicho establecimiento de la frecuencia de conmutaci n de sal
26. zaron los drivers para MOSFET e IGBT modelo IR2110 de International Rectifier Dicho dispositivo es un driver doble capaz de manejar dos transistores con una misma fuente de alimentaci n para el caso de este trabajo se utiliz una fuente de 15 Volts como se muestra en la figura 7 Esto mediante la utilizaci n de un circuito de carga de capacitor o bootstrap constituido por el diodo Dgs y el capacitor Ces mostrados en la figura 7 Dado que la funci n del driver es mantener las se ales de control a un voltaje constante para el correcto funcionamiento y plena conducci n de los transistores el circuito de bootstrap debe ser calculado ya que depende de la frecuencia de trabajo y carga de la compuerta del IGBT El c lculo de capacitor de bootstrap del driver utilizado en el desarrollo de este proyecto se basa en las especificaciones de dise o propuestas por el fabricante en 8 de donde se toma la siguiente ecuaci n I 2 20 PEDO C gt Cvs teak 4 5 Vee V Vis Y min Donde Carga de la compuerta del IGBT Coulombs L gosean Corriente de reposo en el lado superior del driver Amperes Os Nivel de carga requerida por ciclo Coulombs I Cbs eak Corriente de fuga del capacitor de bootstrap Amperes Frecuencia de operaci n Hertz Fec Voltaje de alimentaci n del driver Volts V f Voltaje de ca da a trav s del diodo Volts LS Voltaje de ca da a trav s del trans
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