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1. 0 ke 500 F 40 50 60 70 80 90 t us 40 50 60 70 80 90 t us a Upc 6kV b Upc 6 kV verschiedene Schalterstr me verschiedene Schalterstr me 7 25 C T 125 C Up KVE Up KVE 6 6L 4 4 2 Dur 0 40 40 ID A ID A 500 500 4 4000V 4500V Or 7 z OF 5000V Y 5500V 500 V 500 L 60v 40 50 60 70 80 90 t us 40 50 60 70 80 90 t us c Is 650A d Is 650A verschiedene Zwischenkreisspannungen verschiedene Zwischenkreisspannungen T 25 C T 125 C Abbildung 5 38 IL320 47 Ausschalten des Diodenteils bei einer konstanten Zwischenkreisspannung von Upc 6kV und Str men Ip 200 650A bei Sperrschichttemperaturen von a 7 25 C und b T 125 C sowie bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4 6kV und einem Strom von Ip 650A bei Sperrschichttemperaturen von c T 25 C und d 7 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Ca 05 ur Rgn 1 Q Cyn 0 625 uF 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 151 500 gt 400 400 Up V 4000 200 300 In V In V a Tj 25 C b ZT 85 C Up V 4000 200 300 Up V 4000 299 300 Ip V c Tj 125 C Abbildung 5 39 IL320 47 Darstellung der Ausschaltverluste des Diodenteils bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6kV und Str men Is 200 650 A bei den Sperrschichttemperaturen a 7 25 C b T 85 C und c
2. 50 Abbildung 5 22 Simulierter Ausschaltvorgang bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 6 8kV und einem abgeschalteten Strom von s 650A mit einer Clampbeschaltung mit den Elementen Lo 22 6uH Cc 0 5uFund Ra 4 Abbildung 5 23 Bild des Testaufbaus f r die Untersuchung des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils von r ck wartsleitenden 10 kV IGCTs 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 135 5 2 1 2 Messung des Schaltverhaltens des Diodenteils F r die Charakterisierung des Ausschaltverhaltens des Diodenteils der r ckw rtsleitenden IGCTs wird die Schaltung nach 5 24 a verwendet Sowohl Clampbeschaltung als auch der den Spannungs anstieg begrenzende RC Snubber entsprechen der Schaltung zum Messen des Ausschaltens des IGCT Teils siehe Abbildung 5 21 Die Positionen des Schalter und der Freilaufdiode werden jedoch ge tauscht damit eine Messung der Spannung ber der ausschaltenden Diode mit Bezug zum Erdpoten zial m glich ist Coca 750 uF IGCT 1 Lias 1 mH Rs 0 2 La 22 6 uH I Ca 0 5 uF reisct l Pe gy ts Ra 69 Dc 2 St ck 5SDF08H6005 Rn 10 Con 0 625 pF a Testschaltung Trigger b Lage der gemessenen Signale Abbildung 5 24 a Testschaltung f r die Vermessung des Ausschaltverhaltens des Diodenteils von r ckw rts leitenden IGCTs und b Lage der gemessenen Signale im Doppelpulstest Als schaltender IGCT wird f r alle Mess
3. 36 3 3 5 Ruckwartssperrende IGCTs 2 03 Ks ESS a ee a dat 38 3 4 Elektrische Eigenschaften von IGCTs 4 4 u 04 8 ua a Bey ee oe 39 3 4 1 Leitender Zustand 22 42 aaa db 45 tie 39 342 Einschallen 23 sadega egada aaeoa e i a a e ren 40 3 4 3 Blockiervernalien 5 sop s etcs gote ama ea Pe oe OE er OS 42 34A Ausschalten i s s stersosrora eters oot bie Bes ei ae a O E a 43 3 4 5 Verhalten im Fehlerfall aaa s 4 8 5 s 4 RoR 4 46 346 Zuverl ssigkeit os oped eae AES Su FEBS Se Ja Ka une 47 3 5 Applikationsspezifische Parametereinstellung 2 2 22 20m 48 36 Ansteuerschalline 4 sas ot zu wa ew 2 Bee ea ee 49 3 0 1 Einschallen 2 22 4 24 au u a a he s 62 Er ae 51 3 6 2 Stationa rer Gatestrom im leitenden Zustand 51 3 05 Asselallen s sse 208 000 Hee Bede ae ik ee Sek ee aide Edos 52 3 6 4 Entwicklungspotenzial der Ansteuerschaltungen 53 3 7 Auslegung der Einschaltentlastung 2 35 ooa a 54 3 21 UMRMONSWEISE ss aw en bale Gale og Sale ya pa e A EA 54 3 7 2 Mimensionierung o o sc sed S24 O00 Sed Erk 5 Eh are A are a 55 38 Design von 10 KV IGCTS aoe wy de dy dk a pak al ee a 60 3 8 1 Designanforderungen aoaaa 22 434 38 244 554 60 3 8 2 Design 2244544444 44g ded ern a ep aa a SY 61 3 8 3 Die 10 kV IGCT Familie e soe 2 8 suea OKA OA OE BOR a Oe EOE 65 3 8 4 R ckw rtsleitende 10 kV IGCTs oaoa 2 8 48 8 8 8 8 04 65 Aufbau eines Testsystems f
4. Rpt TF RM Rp Rs Sc SN IGBT SN IGCT Ssn tCharge tcomm tp tDesat te j max tMax SYMBOLVERZEICHNIS Streuinduktivit t im Clamp Kreis Hintergrunddotierung der schwach dotiertn n Basis Speicherladung beim Ausschalten einer Diode Clamp Widerstand Parallelwiderstand zum Entladen des Zwi schenkreiskondensators Cpc Widerstand zur Spannungssymmetrierung von reihengeschalteten Clamp Dioden Widerstand zur Spannungssymmetrierung von reihengeschalteten Freilauf Dioden Differentieller Widerstand einer Durchlass kurve Messwiderstand Shunt Parallelwiderstand in der Messschaltung zur Erfassung des Blockierstromes Schutzwiderstand Stromrichterausgangsscheinleistung Nominale Schalterleistung eines IGBTs Nominale Schalterleistung eines IGCTs Nominale Scheinleistung Ladezeit eines Zwischenkreiskondensators Kommutierungszeit Entladezeit der Einschaltentlastung in ei nem IGCT Stromrichter Verzugszeit IGCT im Ausschaltvorgang des Fallzeit w hrend des Abschaltens eines GTOs Sperrschichttemperatur Maximal zul ssige Sperrschichttemperatur eines Leistungshalbleiters Zeitwert beim Auftreten eines Maximal wertes von Strom oder Spanung SYMBOLVERZEICHNIS tRR ts tail UAK UBE UBF Ucc Ucopc Ucr UcE max Up Upc Upc Dc max Upc nom Ups UDR UDRM Sperrverzugszeit beim Ausschalten einer Diode Speicherzeit w hrend des Abschalten
5. ss ua ee oe Seas ar ea 5 Experimentelle Untersuchungen von 10 kV IGCTs 5 1 Charakterisierung asymmetrischer 10 kV IGCTs 2 22 2202 5 1 1 Testschaltungen 5 1 2 Messungen an asymmetrischen 10 kV IGCTs 5 2 Charakterisierung r ckw rtsleitender 10 kV IGCTs 5 2 1 Testschaltungen 5 2 2 Messungen an r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs 5 2 3 Vergleichende Betrachtungen lt 4 4244 0444 44 244044 244444 6 Zusammenfassung A Analytische Berechnungen A l Einschalten des IGCTs mit Clampbeschaltung 0 A 2 Ausschalten des IGCTs mit Clampbeschaltung A 3 Einschalten des IGCTs mit in Reihe geschalteten Dioden A 3 1 Diskussion der Ergebnisse Literatur und Quellenverzeichnis 1X fe 73 74 74 77 78 81 83 83 83 87 91 97 97 97 100 109 111 112 113 117 132 133 136 152 155 159 159 162 167 173 176 INHALTS VERZEICHNIS ABBILDUNGS VERZEICHNIS xi Abbildungsverzeichnis 2 1 2 2 2 3 2 4 2 5 2 6 3 1 3 2 33 3 4 3 5 3 6 3 7 3 8 3 9 3 10 3 11 3 12 3 13 3 14 3 15 3 16 3 17 3 18 3 19 3 20 3 21 Maximale Blockierspannungen und Blockierstr me der am Markt verf gbaren abschaltbaren Leistungshalbleiter Stand Juli 2006 2 2 2 ee 4 Topologien fiir Mittelspannungsstromrichter 2 0 0 2 2 000 eee eee 6 Anwendungsbereiche von IGBTs und
6. 1L320 25 amp 1L320 34 IL320 34 amp 1L320 38 1L320 38 40 1L320 39 a 1L320 39 I 1L320 49 OF 1L320 49 1 1L320 47 1L320 47 1L320 14 1L320 14 1L320 35 1L320 35 5 4 5 6 0 9 09 2e 0 0 6 eee oan Se geuupnpugugugigigi grag eene 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A a Unc 4kV T 25 C b Upc 6KV Tj 25 C 15 i 15 l l l i IL320 29 amp 1L320 29 IL320 49 Eo J 8 1L320 25 Eog J 1L320 25 1L320 47 amp 1L320 34 1L320 34 1L320 14 1L320 38 1L320 38 1L320 35 i amp 1L320 39 1L320 39 f IL320 49 10 IL320 47 IL320 14 0 i i i i i i i i 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A nee ad Pae a L L L L 0 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A c Unc 4kV T 125 C d Upc 6kV T 125 C Abbildung 5 41 Ausschaltverluste des Dioden Teils von allen untersuchten r ckw rtsleitenden Bauelementen bei den Zwischenkreisspannungen von a Upc 4kV und b Upc 6kV bei einer Sperrschichttemperatur von 7 25 C sowie bei den Zwischenkreisspannungen von c Upc 4kV und d Upc 6kV bei einer Sperrschichttemperatur von 7 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Ca 05 ur Rgn l Q Cyn 0 625 uF 154 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS
7. 1 Q und Cs 0 625 uF gew hlt Die Abbildung 5 21 zeigt die hieraus resultierende Testschaltung Freewheeling Coc 750 uF Li ast 1mH Rs 0 22 La 22 6 uH Ca 0 5 uF Ra 69 De IL244 22 Pasia Can 0 625 pF Abbildung 5 21 Testschaltung f r die Vermessung des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils Die Clampinduktivit t begrenzt den Stromanstieg beim aktiven Einschalten des IGCTs auf einen Wert von di dt 300 A us und wird mit einem Wert von Lc 22 6 uH dimensioniert W hrend der Entmagnetisierung der Clampbeschaltung wird eine maximale Spannung Uprm 8100 V bei einer Zwischenkreisspannung Upc 6 8KV erreicht Bei einer Entmagnetisierungszeit von tp 15 us ergibt sich f r den Clampkondensator ein Wert von Cc 0 5 uF und f r den Clampwiderstand ein Wert von Ra 6 Q Der simulierte Verlauf eines Ausschaltvorganges ist in der Abbildung 5 22 dar gestellt Der Schutzwiderstand kann bedingt durch den erh hten Wert der Clampinduktivit t auf einen Wert von Rg 0 2 Q verringert werden Beide IGCTs m ssen mit einer entsprechenden Einspeisung versorgt werden da sichergestellt werden muss dass der IGCT Teil des Bauelements an der Position der Freilaufdiode sicher ausgeschaltet bleibt In der Abbildung 5 23 ist der Testaufbau f r die Messung des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils dargestellt 134 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 6000 4000 2000
8. 3 3 3 1 Buffer Layer und Transparente Anode Die technologischen M glichkeiten der Bestrahlung und der Anodenkurzschl sse wie sie beim GTO eingesetzt werden und in Abschnitt 3 2 5 dargelegt wurden finden auch bei den IGCTs Anwendung Die Anodenkurzschl sse werden durch den Einsatz von Buffer Layer und transparentem Anoden Emitter ersetzt Diese beiden Technologien werden bereits in IGBTs eingesetzt Mit deren Einzug in die IGCT Technologie werden auch heutige GTO Wafer so optimiert Buffer Layer Der Verlauf des elektrischen Feldes in einem blockierenden pn bergang hat einen dreieckf rmigen Verlauf wie in Abbildung 3 18 a dargestellt Die gesamte Blockierspannung ent spricht dem Integral der elektrischen Feldst rke ber der Weite der n Basis 0 Eine Erh hung der Blockierspannung ist mit der Verbreiterung der n Basis verbunden Die zuneh mende Waferdicke bedeutet gleicherma en h here Durchlass und Schaltverluste Der Verlauf des elektrischen Feldes in Abbildung 3 18 b zeigt dass die gleiche Blockierspannung mit einer d nneren n Basis erreicht werden kann Dieser Feldverlauf wird durch Einf gen eines Buffer Layers erreicht der das elektrische Feld mit hohem Gradienten bis auf Null reduziert Der so erreichte Verlauf ist trapezf rmig Bei gleicher Blockierspannung kann die Weite w der n Basis reduziert werden da die Blockierspannung der Fl che unterhalb der Kurve entspricht Bauelemente mit einem dreieckf rmigen Feldverl
9. 3 3 4 R ckw rtsleitende IGCTs Integration der antiparallelen Diode Der Hauptanwendungsfall fiir den IGCT sind Stromrichter mit einem Spannungszwischenkreis mit einer antiparallelen Diode in jeder Schalterposition siehe Abbildung 2 2 b Ein Schritt zu einem vielseitig einsetzbaren Leistungsschalter ist die monolithische Integration der Freilaufdiode in den Wafer des Schalters Beim normalen GTO Design ohne Buffer Layer war die Waferdicke bestimmt durch die n Basis des GTO Eine entsprechende antiparallele Diode hat eine geringere Waferdicke Wird die Diode dennoch integriert so bedeutet das h here Durchlass und Ausschaltverluste der Diode Mit dem Einsatz von Buffer Layer und transparentem Anoden Emitter wird die Waferdicke des GCT deutlich reduziert und erlaubt die Integration einer optimierten Diode Die Waferdicke wird nun vorrangig bestimmt durch Blockierspannung und Widerstandsf higkeit ge gen kosmische Strahlung Die Anforderungen von GCT und Diode sind hier identisch Klaka et al 19976 Zus tzlich kann das Ausschaltverhalten der Diode durch die ohnehin vorhandene n Schicht an ihrer Kathode verbessert werden In der Abbildung 3 20 ist der Querschnitt durch den Wafer eines r ckw rtsleitenden GCT dargestellt Besonderer Aufmerksamkeit gilt dem bergang zwischen dem GCT und dem Diodenteil Eine Ver bindung der beiden p Gebiete erzeugt einen lateralen Strompfad zwischen dem Gate des GCT und der Anode der Diode und ist daher zu v
10. ABB HVDC Light DirectLink EaglePass 1 IGBT Presspack ABB HVDC Light a Troll Offshore Siemens Robicbn IGBT IGBT Presspack 10 N al _ IGBT Presspack e gt gt t ABB Bahnnetzkupplung r Ef Raven J Ps a l Bremen IGCT oe von ABB ACS5000 IGCT ame l mar ABB ACS6000 IGCT I GE DuraBilt5i MV IGBT Siem ns siaamics IGBI gt 77 TMEIC TMdrive IGCT 0 ee ye 10 er ee oes ay TMEIG TMdrive E GT a N l Converteam IGBT Converter I ABB ACS1000 IGCT f GE AF300 IGBT p ABB ACS800 IGB MP Siemens Simatics 5150 IGBT 10 L ER ke ae EEE HE ER ee 1 0 1 2 3 10 10 10 10 10 S MVA Abbildung 2 3 Anwendungsbereiche von IGBTs und IGCTs in Stromrichtern Bernet 2005 Siemens Robicon Siemens robicon 2005 Siemens Sinamics Siemens sinamics 2006 TMEIC TMDrive TMEIC TMDrives ABB ACS800 ABB ACS 8000 Kat ABB ACS1000 ABB ACS 1000 Kat ABB ACS5000 ABB ACS 5000 Kat ABB ACS6000 ABB ACS 6000 Kat ABB HVDC Light ABB HVDC Light Ref Stand Juni 2006 erbarkeit des Schaltverhaltens der in Reihe geschalteten IGBTs und Dioden durch die Gateunit An steuerungseinheit Eine gleichm ige Spannungsverteilung w hrend des Schaltvorganges wird durch die Ansteuerungseinheit gew hrleistet IGCTs sind dem Prinzip nach in ihrem Schaltvorgang durch die Gateunit nicht zu beeinflussen Die Symmetrierung der Bauelementespannungen muss
11. blicherweise auf T 10 C F r die Vermessung von Prototypen von 10 kV IGCTs ist diese Tatsache in der Planung der Messun gen zu ber cksichtigen Der maximal abschaltbare Strom Ireqom steigt mit steigender Temperatur so dass die ersten Messungen an neuen Bauelementen bei mittleren Temperaturen von T 85 C durchgef hrt werden Ein Merkmal des Ausschaltverlaufes eines IGCTs ist der relativ hohe Tail oder Schweifstrom tail current der durch die Technologie des Buffer Layers aber schnell abklingt Bernet 2000 Klaka et al 1997a Verursacht wird der Tailstrom durch die im Verh ltnis zum Abschaltvorgang langsame Re kombination der in der n Basis gespeicherten Ladungstr ger Mit steigender Temperatur steigt der Tailstrom in seiner H he und auch in der Dauer in der er flie t Der Tailstrom liefert einen wesentli 5000 Usak V U o U la an AK 25 C man AK 125 C 4000 i 3000 S 2000 tcomm 25 C tDesat 25 C x 1000 a SR Me T 25 C M m Tj 125 C anne Al t t 3000 Comm 125 C Desat 125 0 0 5 1 1 5 2 2 5 t us Abbildung 3 27 Ausschaltverlauf eines IGCTs bei den Temperaturen 7 25 C und T 125 C Upc 3 3kV IL 3 5kA nach Stiasny et al 2001 3 4 ELEKTRISCHE EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 45 chen Beitrag zu den Ausschaltverlusten des IGCTs da ber dem Bauteil bereits eine hohe Blockier spannung anliegt w hren
12. 76 Beispiel eines komplexen Pulsmusters zur Charakterisierung des Ausschaltens einer Reihen schaltune von IGETS 0 Se we are nee anna 78 Messeinrichtungen zum Messen hoher Str me 2 CC nn on nn 81 Netzwerkplan eines Testsystems mit separatem Segment f r die Messger te 82 bersicht der durch die Betriebssoftware zu steuernden Komponenten 84 Toleranzschema f r die Messung der Spannung ber einem ausschaltenden IGCT 85 Merkmale von wiederverwendbarer Software nach Siedersleben 2002 89 Ablauf des Programmes zur Messung und Auswertung 222 222 90 ABBILDUNGS VERZEICHNIS 4 13 4 14 4 15 4 16 4 17 4 18 4 19 4 20 4 21 4 22 4 23 4 24 4 25 4 26 4 27 5 1 5 2 5 3 5 4 5 5 5 6 5 7 5 8 5 9 5 10 5 11 5 12 5 13 5 14 5 15 5 16 5 17 5 18 5 19 5 20 5 21 Schichtenmodell der Betriebssoftware gt ssc s soa 2 0 0 0 000000002 eee eee Zustands bergangsdiagramm des Hauptprogrammes 2 2 0 004 Zustands bergangsdiagramm des Programmes zur Ausf hrung einer einzelnen Messung Komponenten eines virtuellen Instruments in LabVIEW 2 2 2 2m nen Einsatz von VISA gesteuerten Ger ten 2 Cm nn m nn nn Testumgebung f r die Softwareentwicklung 0 000000 02 Prinzipschaltbild zur Messung des Blockierstromes von IGCTs Aufbau des Leistungsteils f r eine Blockierstrommessung an einem 10kV IGCT
13. Automatisierte messtechnische Charakterisierung von 10kV Integrierten Gate kommutierten Thyristoren IGCTs vorgelegt von Dipl Ing Sven Tschirley aus Berlin Von der Fakult t IV Elektrotechnik und Informatik der Technischen Universit t Berlin zur Erlangung des akademischen Grades Doktor der Ingenieurwissenschaften Dr Ing genehmigte Dissertation Promotionsausschuss Vorsitzender Prof Dr Ing Christian Boit TU Berlin Berichter Prof Dr Ing Steffen Bernet TU Berlin Berichter Prof Dr Ing Andreas Steimel Ruhr Universit t Bochum Tag der wissenschaftlichen Aussprache 21 M rz 2007 Berlin 2007 D 83 Automatisierte messtechnische Charakterisierung von 10kV Integrierten Gate kommutierten Thyristoren IGCTs iii Kurzfassung Die Erh hung der Ausgangsspannungen von Mittelspannungsstromrichtern kann bei einer gegebenen Topologie durch die Reihenschaltung von mehreren Leistungshalbleitern pro Schalterposition oder durch den Einsatz von Leistungshalbleitern gr erer Blockierspanung erfolgen Die Dissertation behandelt die experimentellen Untersuchungen der ersten 10 kV IGCTs Ausge hend von einer bersicht der am Markt verf gbaren abschaltbaren Leistungshalbleiter im Mittel spannungsbereich und deren Anwendungsbereichen wird die Motivation f r die Entwicklung eines 10 kV IGCTs gegeben Es wird gezeigt dass der Einsatz von 10 kV IGCTs und Dioden in einem Dreipunktspannungswechselrich
14. Kapitel 6 Zusammenfassung Im Rahmen dieser Arbeit wurden erste Muster von verschiedenen 10 kV IGCTs messtechnisch cha rakterisiert Um diese Messungen durchzuf hren wurde ein automatisiert arbeitendes Testsystem ent worfen und aufgebaut In einem einleitenden Kapitel wird eine bersicht der am Markt verf gbaren Leistungshalbleiter im Mittelspannungsbereich gegeben und deren Anwendung in Mittelspannungsstromrichtern beschrie ben Mittelspannungs IGBT Module verdr ngen im Bereich der Traktionsstromrichter die GTOs und erreichen in der Anwendung in Industriestromrichtern den Bereich h herer Leistungen von 200KVA 7MVA der bislang von IGCT basierten Stromrichtern dominiert wurde Der Bereich der Mittelspan nungsstromrichter ist ein kontinuierlich wachsender Markt mit einem Trend zu h heren Stromrichter ausgangsspannungen und h heren Stromrichterleistungen Bei einer gegebenen Topologie kann die Stromrichterausgangsspannung erh ht werden indem f r jede Schalterposition eine Reihenschaltung aus Leistungshalbleitern oder aber ein Leistungshalbleiter mit gr erer Blockierspannung eingesetzt wird Es wird gezeigt da in einem Dreipunkt Spannungswechselrichter zwischen 41 71 weniger Kom ponenten im Leistungsteil ben tigt werden wenn statt IGCTs und Dioden mit Sperrspannungen von 4 5kV 5 5kV und 6kV 10 kV IGCTs bzw Dioden verwendet werden Die verringerte Komponen tenzahl erm glicht wesentlich geringere Materialkosten einen h
15. VE U Vi 6000 6000 4000 4000 2000 2000 ol of I A I A 500 500 ot ot 500 soa H 500 0 10 20 30 40 t us 0 10 20 30 40 t us a Upc 6kV verschiedene Schalterstr me T 50 C b Upc 6kV verschiedene Schalterstr me T 125 C Us kV r T T T T Us kV 6_ J 6 4 4 4 2 L J 2 0 0 0 10 20 30 40 50 t us 0 10 20 30 40 50 t us os 00V ISA 400 100 200 F L ol 0 ks 0 0 20 30 40 50 tis 0 10 20 30 40 50 t us c Is 200A d Is 600A verschiedene Zwischenkreisspannungen 7 85 C verschiedene Zwischenkreisspannungen T 85 C Abbildung 5 28 IL320 29 Ausschaltverhalten des IGCT Teils bei konstanter Zwischenkreisspannung von Upc 6kV und abgeschalteten Str men Is 200 650 A und Sperrschichttemperaturen von a 7 50 C und b T 125 C sowie bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6kV und konstanter Str men von c gs 200 A und d Is 600 A bei einer Sperrschichttemperatur von Tj 85 C La 22 6uH Ra 0 Q Ca 0 5 uF Rsn l Q Cyn 0 625 uF Die Abbildung 5 29 a zeigt dass die Ausschaltverluste Fog f r die betrachteten Zwischenkreiss pannungen bei gleichem abgeschalteten Strom vergleichbar sind Durch die externe Begrenzung des Spannungsanstieges wird die Spannung ber dem IGCT w hrend der Phase in der der Tailstrom flieBt begrenzt Bei hohen Werten des Tailst
16. de laterale Spannungsabfall in der p Basis gegen ber der weiterhin Elektronen emittierenden Kathode f hrt zum teilweisen Sperrbetrieb des Gate Kathoden berganges in diesem Bereich womit in die sem Teilbereich der Kathode keine Elektronen mehr emittiert werden Dieser Vorgang beginnt an den R ndern zwischen den Kathodeninseln und dem Gatekontakt und breitet sich zur Mitte der Katho deninseln hin aus Das negative Gatepotenzial dr ngt die vom Kathodenemitter injizierten Elektronen in den aktiven Bereich unterhalb der Kathode ab Der verbleibende Kanal schrumpft mit weiterer Extraktion von L chern aus der p Basis Der Strom wird in einen Kanal von etwa der Breite der Diffusionsl nge L gedr ngt Der Kanal wird bei weiterem Entzug von L chern so schmal dass der GTO schlie lich abschaltet Erst in dieser letzten Phase wo die Ladungstr ger unterhalb der Kathode ausger umt werden nimmt der Anodenstrom ab siehe Abbildung 3 9 b Dieser Vorgang ist die kri tischste Phase w hrend des Abschaltens des GTO Der eingeschn rte Strom muss schnell abgeschaltet werden da andernfalls lokale Erhitzungen das Bauteil zerst ren Eine Erh hung der negativen Gate Kathoden Spannung wird ein schnelleres Abschalten erm glichen die Obergrenze ist hier aber die Durchbruchspannung des Gate Kathoden berganges Den Zeitraum der Einschn rung des Stromes kennzeichnet die Speicherzeit t das Ausr umen der Ladungstr ger geschieht w hrend der Fallzeit t D
17. 3 16 in Abschnitt 3 3 2 von der Leiterplatte isoliert Eine neue angefertigte Kupferplatte mit einer Sicke f r eine Rogowskispule wird mit der Gate Platte des IGCTs verschraubt und fl chig mit der freigelegten Kupferfl che der Gateunit verl tet wie in Abbildung 4 25 a dargestellt Die Messung erfolgt im Spannverband in der Tiefsetzstellerschaltung wie sie in Abschnitt 4 5 2 1 beschrieben wird Die Abbildung 4 25 c zeigt die Verl ufe von Gatestrom ic Strom ts durch den IGCT und Spannung us Die Auswertung der Steigung des Gatestromes digr dt ergibt mit der zum Ausschalten des IGCTs angelegten Gatespannung von Ucr 20 V den Wert der Streuinduktivit t Lo a im Gate Kreis zu 20V Le 2 6 6 H 4 8 G 3KA us j 48 Die Modifikation der Gateunit zeigt somit nur geringe Auswirkungen auf die Streuinduktivit t im Gate Kreis Loa so dass das Schaltverhalten durch die Modifikation nicht relevant negativ beeinflusst wird Diese Modifikation an der Gateunit ist allerdings irreversibel das Bauelement kann so nicht weiter verwendet werden Gatestrommessung am 10 kV IGCT Der Anschluss der 10 kV IGCTs mit 68mm Waferdurch messer an die Gateunit erfolgt durch je vier Laschen f r Gate und Kathode Der Gatestrom kann bei dieser Geh useform durch kleine Rogowskispulen gemessen werden wenn zwischen IGCT und Gateunit kleine Distanzst cke montiert werden wie in der Abbildung 4 26 a dargestellt Bei der Messung ist zu beachten dass sich der
18. 4kV 1L231 03 1L231 09 6 1L231 31 1L231 48 1L231 49 0 L i i id L 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1s A b Upc 6 8kV Abbildung 5 12 Ausschaltverluste verschiedener Muster asymmetrischer 10 kV IGCTs als Funktion des abge schalteten Stromes a Upc 4kV b Upc 6 8kV Tj 85 C Tabelle 5 2 Ubersicht der getesteten asymmetrischen 10 kV IGCTs mit den aus den Messungen extrahierten Parametern Pog max Lor du dt und tog bei einer Zwischenkreisspannung Upc 6 8kV und einem abge schalteten Strom von Jj 800A und einer Sperrschichttemperatur von JT 85 C Ur und Ipr gem den Bedingungen nach Tabelle 5 1 1L231 03 5 62 V 11 8mA 4 70MVA 11 2J 4 5 kV us IL231 09 2 98 V 13 8mA 4 75MVA 20 9J 2 1 kV us IL231 31 3 05 V 4 90MVA 27 5J 2 2 KV us IL231 49 6 16 V 13 6mA 4 76MVA 11 4J 4 3kV us 4 16us 124 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS Us kV l l i Us kV 6f 6f 47 4f 27 27 of of Is A Is A 800 6007 400 4007 200 2007 0 0 _ 0 5 10 15 20 t us 0 5 10 15 20 t us a IL231 03 verschiedene Schalterstr me b IL231 31 verschiedene Schalterstr me Us kV Us kV 6 i 6 f 4 H 4 2 H x 2 Fr or 0 0 5 10 15 20 t us 0 5 10 15 20 t us Is A Is A 6007 600 T 4007 400 7 200F 20
19. 7 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Co 0 5 ur Rgn 1 Q Csn 0 625 uF 152 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 2 3 Vergleichende Betrachtungen 5 2 3 1 Ausschalten des IGCT Teils Die Abbildungen 5 40 a und 5 40 b zeigen die Ausschaltverluste des IGCT Teils von allen vermes senen Bauelementen Die Verluste liegen f r alle Baulemente relativ dicht zusammen Hauptursache hierf r ist die Begrenzung des Spannungsanstieges durch den du dt Snubber der w hrend des Aus schaltens den Spannungsanstieg so begrenzt das der charakteristische Spannungsverlauf des Entma gnetisierens der Clampbeschaltung keinen Beitrag zu den Verlusten des IGCTs liefern kann Nach Tabelle 5 3 liegen Durchlassspannung und Blockierstrom aller Bauelemente ebenfalls im selben Be reich Im Rahmen dieser Messungen haben keine Bauelemente w hrend des Ausschaltens des IGCTs versagt 15 15 1320 29 1L320 29 Eoft J 1L320 25 Eoft J IL320 25 IL320 34 IL320 34 1L320 38 1L320 38 al 1L320 39 1L320 39 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Is A 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Is A a Eog bei Upc 4kV b Eog bei Upc 6kV Abbildung 5 40 Ausschaltverluste des IGCT Teils von verschiedenen Bauelementen und den Zwischenkreiss pannungen von a Upc 4kV und b Upc 6kV bei einer Sperrschichttemperatur von 7 85 C La 22 6uH Ra 0 Q
20. Der flexible Aufbau erm glicht die Charakterisierung von einzelnen Bauelementen sowie die Untersuchung von Reihen und Parallelschaltungen von Leis tungshalbleitern im Mittelspannungsbereich In Kapitel 2 wird ein berblick ber die am Markt verf gbaren abschaltbaren Leistungshalbleiter im Mittelspannungsbereich sowie deren Anwendungsbereiche in Mittelspannungsstromrichtern gege ben Ausgehend von diesen Betrachtungen wird gezeigt dass IGCTs mit einer Spitzenblockierspan nung von 10kV die Erh hung der verketteten Stromrichterausgangsspannung ohne Reihenschaltung von Leistungshalbleitern m glich macht 2 KAPITEL 1 EINLEITUNG Das Kapitel 3 beschreibt den Aufbau und die Funktionsweise von IGCTs Ausgehend von der Thy ristorstruktur wird die Funktionsweise des GTO beschrieben Die Integration des auf dem GTO ba sierenden Leistungshalbleiters und der Ansteuerungseinheit Gate Unit zu einem Bauelement f hrt zum IGCT In diesem Kapitel werden die elektrischen Eigenschaften von IGCTs die Funktionswei se der Ansteuerungseinheit und der Entwurf der notwendigen Einschaltentlastung beschrieben Der Abschnitt 3 8 beschreibt den Entwurf des 10 kV IGCTs Der Aufbau des Teststandes wird in Kapitel 4 beschrieben Ausgehend von der Untersuchung der Anwendungsbereiche werden die funktionalen und elektrischen Anforderungen festgelegt und die verwendeten Komponenten vorgestellt Die Anwendungsm glichkeiten eines automatisierten Test systems f r die
21. Ein kleiner Wert f r den Zwischenkreiskondensator C pc reduziert die gespeicherte Energie Somit muss auch die Lastinduktivit t Ly verringert werden woraus sich ein schnellerer Stromanstieg dI dt ergibt Die Auslegung der Komponenten wird so gew hlt dass die Zwischenkreisspannung vor Beginn der Messung den Wert der maximalen DC Vorw rtsblockierspannung nicht berschreitet Mit der Vor gabe einer maximalen Stromerh hung in der zweiten leitenden Phase des IGCTs ton 2 bei Doppel pulsbetrieb wird der Stromanstieg festgelegt Aus der Forderung den Laststrom Jj nach dem Auf magnetisieren der Lastinduktivit t bereitzustellen und dabei die Zwischenkreisspannung Upc nur um den Betrag AUpc min Zu reduzieren wird der Zwischenkreiskondensator dimensioniert Dabei ist zu ber cksichtigen dass im Fehlerfalle die gesamte im Zwischenkreiskondensator gespeicherte Ener gie in W rme umgewandelt werden muss Ferner ist der entstehende Kurzschlussstrom geeignet zu begrenzen 4 5 2 3 M gliche Fehlerf lle Um den sicheren Betrieb des Testsystems zu gew hrleisten sind die Auswirkungen von m glichen Fehlern durch versagende Bauelemente zu begrenzen Bei Messungen an Prototypen ist mit dem Versagen der Bauelemente zu rechnen Es sind Vorkehrungen im Leistungsteil zu treffen um Sch den am Messsystem zu vermeiden Durchbruch von D bei leitendem IGCT Das Versagen der Freilaufdiode bei leitendem IGCT be deutet einen Kurzschluss des Zwischenkreiskond
22. Kathode Kathode Kathode a Vierschichtstruktur b Zerlegung c Ersatzschaltbild Abbildung 3 2 Thyristorstruktur a Darstellung der Vierschichtstruktur mit symbolischer Darstellung der Raumladungszonen und b Zerlegung zur Entwicklung des c Ersatzschaltbildes mit zwei Transistoren sowie der Zusammenfassung der beiden Sperrstr me Ico Ico npn Ico pnp 3 4 erh lt man f r den Anodenstrom den Ausdruck Ia Ia Qpnp Gnpn Len 3 5 Hieraus kann die allgemeine Z ndbedingung einer Thyristorstruktur als Funktion des Stromes J in Abh ngigkeit des Steuerstromes Ig beschrieben werden zu Qnpn Ic F Ico I Cg al o T ipn Te Ong 3 6 Hieraus k nnen zwei Bedingungen f r den bergang vom Vorw rts Blockierzustand in den Vorw rts Durchlasszustand das Z nden des Thyristors in Vorw rtsrichtung abgeleitet werden berkopf Z nden Das berkopf Z nden ist das ungesteuerte Z nden ohne anliegendem Gate strom Ic Hier gilt Ico Ig 0 3 7 1 Qnpn Apnp Bei kleiner Spannung Uax und somit kleiner Sperrspannung am mittleren pn bergang flie t ledig lich ein kleiner Sperrstrom co Die beiden Transistoren des Modells in Abbildung 3 2 c werden nur geringf gig ausgesteuert Die Summe der Stromverst rkungen ist kleiner als eins der Thyristor bleibt gesperrt Bei Ann herung der Spannung Uax an die Durchbruchspannung Upr siehe Abbildung 3 3 w chst der Sperrs ttigungsstrom Ico an so dass
23. a New Emerging Technology for High Power Low Cost Inverters In Conference Record of the 32nd IAS Annual Meeting Volume 2 Seiten 1592 1599 New Orleans IEEE IAS Steimer et al 1999 Steimer P Steinke J und Griining H A reliable Interface friendly Medium Voltage Drive based on the robust IGCT and DTC technologies In JAS Annual Meeting Seiten 1505 1512 Phoenix IEEE IAS Stiasny et al 2001 Stiasny T deg rd B und Carroll E Lifetime Engineering for the Next Ge neration of Application Specific IGCTs In Control And Drives Strandman et al 2002 Strandman J O Berntzen R Fjeldly T A Ytterdahl T und Shur M S LAB on WEB Performing Device Characterization via Internet Using Modern Web Technology In Proceedings of the 4th IEEE International Caracs Conference on Devices Circuits and Systems Seiten 1022 1 1022 6 Aruba IEEE LITERATURVERZEICHNIS 183 Suter et al 2005 Suter O Buschmann M Linhofer G und Maibach P Voltage Source Conver ter based Power Quality Solutions In Asia Pacific Regional Power Quality Seminar Conference Record ABB Teigelk tter und Steimel 1995 Teigelk tter J und Steimel A A New Test Bench for High Power Turn Off Semiconductor Devices Seiten 1631 1636 Sevilla Tschirley und Bernet 2005a Tschirley S und Bernet S Analysis of IGCT Turn On Transients in Circuit Configurations With Series Connected Diodes In PELINCEC Conference Record Warsaw Un
24. b Simulierter Verlauf Abbildung A 7 Intervall H Clampkondensator Cc wirkt als Quelle a Ersatzschaltbild und b simulierter Verlauf Der Strom is besteht aus einem konstanten Teil und einem zeitver nderlichen Teil irpr is trp tL A 58 170 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN F r den zeitabh ngigen Teil gilt die Differenzialgleichung d Rp Roa d zirRDe ir ee iR 0 A 59 di Eo W L a Mit der D mpfungskonstante y und der Eigenfrequenz wy 9 Ripe R 1 wro A 60 2 Lo Dos CprCpo Cor Coa kann die Differenzialgleichung umgeschrieben werden zu p d 7 z irpe 201 trve WE otros 0 A 61 dt dt Mit r gt wy liegt der Fall der starken D mpfung vor Merziger und Wirth 1991 Hambley 2002 Die Nullstellen des charakteristischen Polynoms sind reell und voneinander verschieden Ai2 r E wy A 62 mit wy 02 wo A 63 Die L sung f r den zeitabh ngigen Teil irpr des Stromes ig ist irp ce at et em inne 2c e sinh wyt A 64 Mit den Anfangsbedingungen irnr t t 0 und irpr t oo 0 kann die Konstante c bestimmt werden aus dem Zusammenhang d Upc Lo trot dt 9 L 61 et sinh wyt A 65 wy eon cosh wat WI Le Ci A 66 Der Strom igp kann somit beschreiben werden durch Upc c nt 1 jeu _ em tRDE ae 5 oe ee et sinh wrt A 67 WI Lo Mit den Zeitkonstanten 77 2 kann d
25. den p Anodenemitter erreichen und dort die Emission von L chern in die n Basis bewirken Einige dieser L cher werden durch das elektrische Feld durch die Raumladungszone zur Kathode beschleu nigt wo sie dieselbe Wirkung wie der urspr ngliche Gatestrom haben es werden weitere Elektronen in die p Basis injiziert Der Vorgang wird wie beim Thyristor schnell selbsthaltend wie in Abschnitt 3 1 beschrieben Abbildung 3 5 Ladungstr gertransport beim Einschalten des GTO Im Falle eines Thyristors gen gt ein vergleichsweise kleiner Steuerstrom zum Z nden der Struktur Der Z ndvorgang breitet sich dann lateral ber die gesamte Chipfl che aus was den Stromanstieg begrenzt auf Werte im Bereich von 200 600 A us Blicher 1976 Gerlach 1979 Im Falle des GTOs wird ein gr erer Steuerstrom zum Z nden ben tigt da viele parallele Thyristorstrukturen gleichzei tig angesteuert werden m ssen Bei korrekter Ansteuerung mit einem gen gend hohen Gatestrom Impuls sind Stromanstiege im Bereich 1000 A us erreichbar 3 2 3 Durchlassverhalten Nach dem Einschalten des GTO verh lt sich das Bauteil wie ein gez ndeter Thyristor Von den bei den Emittern werden viele Elektronen in die p Basis und L cher in die n Basis injiziert die mit La dungstr gern berflutet werden siehe Abbildung 3 6 Die Ladungstr gerkonzentrationen liegen weit 24 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS oberhalb der Dotierungskonzentrationen von p und n Bas
26. glichen Fehlerf llen wird sowohl bei der Auslegung des Leistungsteils als auch beim Entwurf der Betriebssoftware verfolgt Die in Abschnitt 4 4 vorgestellte Betriebssoftware bildet die Modularit t des Leistungsteils in der Software ab Unter einer gemeinsamen grafischen Benutzeroberfl che werden alle Messger te und Komponenten zur Steuerung des Leistungsteils zusammengefasst Die Speicherung der gemessenen Daten in einem offenen Dateiformat erm glicht die automatisierte Auswertung der aufgezeichneten Daten In Kapitel 5 werden die experimentellen Untersuchungen an den 10 kV IGCTs beschrieben Unter suchtwurden im Rahmen dieser Arbeit zun chst mehrere Prototypen von asymmetrischen IGCTs hin sichtlich ihres Blockier und Ausschaltverhaltens Die Charakterisierung des Blockierverhaltens zeigt dass die Blockierstr me von 10 kV IGCT unterhalb eines maximalen Wertes von pr 16 5 mA IL231 16 bei Upc 7kV T 125 C liegen Die Blockierverluste der 10 kV IGCTs liegen damit deutlich unterhalb der Verluste die von den Widerst nden der statischen Symmetrierung bei einer Reihenschaltung von 4 5 kV und 5 5 KV IGCTs hervorgerufen werden Bei der Untersuchung des Ausschaltverhaltens konnte gezeigt werden dass ein 68mm 10 kV IGCT bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 7kV einen Strom von Jr 1KA abschalten konnte Hierbei erreichten die Schaltverluste einen Wert von Fog 15 5 J Es Konnte somit gezeigt wer den dass mit dem Entwurf der 10kV
27. r Leistungshalbleiter 67 4 1 Motivation f r die Entwicklung eines automatisierten Testsystems 69 4 1 1 Anwendungsbereiche von Testsystemen f r Leistungshalbleiter 69 4 2 Anforderungen an einen Leistungshalbleitertestplatz fal 4 2 1 Elektrische Anforderungen 40666484 34 3645 54 554554 71 4 2 2 Messaufgaben 3 22 54 44 a 12 4 2 3 Funktionale Anforderungen gona ga a aoe eo ey Oe Bw ee HB OS 72 4 2 4 Betriebssicherheit 2 2 Ho m onen 13 INHALTS VERZEICHNIS i 4 3 Komponenten des Leistungshalbleiter Testsystems o oo aaa 4 3 1 berblick ber das Gesamtsystem 22 ooo a 4 3 2 Leistungsteil 43 3 Sicherheit und Schulzerlune lt s lt bY u ka a PRS Sa sa a 4 3 4 Pulserzeugung 4 3 5 Messger te 4 3 6 Steuerrechner und Kommunikationsbusse 4 4 Betriebssoftware f r die automatisierte Vermessung 4 4 1 Motivation f r die Softwareentwicklung 2 2 2 2m rennen 4 4 2 Funktionale Anforderungen 4 4 3 Anforderungen an den inneren Aufbau 4 4 4 Realisierung 4 4 5 Testumgebung f r die Softwareentwicklung 2 2 22 222 4 5 Testschaltungen 4 5 1 Schaltung zur Untersuchung des Blockierverhaltens 4 5 2 Schaltung zur Untersuchung des Schaltverhaltens 2 2 2 2 4 5 3 Messung des Durchlassverhaltens
28. r einen Betrieb mit offenen Klemmen ausgelegt sind e Bei einem Kurzschluss im Gate Kreis wird die Gate Kathoden Spannung Ug zu Null die interne Versorgung geht in die Strombegrenzung und wird vom Gate Kreis getrennt Nach einer Erholzeit wird die Steuerung versuchen die Versorgung wiederherzustellen Ist der Kurzschluss behoben arbeitet die Gateunit normal weiter andernfalls speist die Gateunit Stromimpulse in den Gate Kurzschluss 3 6 1 Einschalten Der Impuls zum Einschalten des IGCTs wird durch die Induktivit ten L1 und L2 bei eingeschalteten Schaltern V1 V2 und V3 erzeugt siehe Abbildung 3 34 a Beim Erreichen der notwendigen Am plitude wird der Strom stufenweise auf den Gate Ansschluss kommutiert indem zun chst V2 und danach V3 abgeschaltet werden Die geringe Streuinduktivit t im Gate Kreis erm glicht ein zuver l ssiges und schnelles Einschalten 250 U rigger I UTrigger 110V m is A 150 1001 N 0 5 10 15 20 25 tins a Einschalt Impuls Erzeugung b Gate Strom Abbildung 3 34 a Ansteuerungsbeschaltung zur Erzeugung des Einschaltimpulses und b gemessener Gate Stromverlauf Nach dem Einschalten beginnt der Anodenstrom nicht in allen Betriebszust nden sofort zu flie en Der zweite Teil des Einschaltpulses 3 34 b gew hrleistet ein sicheres Einschalten f r den Fall dass die Kommutierung durch die ausschaltende Diode verz gert wird Odegard und Ernst 2002 3 6 2 Station
29. ssigt Eine weitere Stromangabe ist der maximale Sto strom 7g den der IGCT einmalig bei maximaler Sperrschichttemperatur Tj max f hren kann ohne thermisch zerst rt zu werden Dieser Wert liegt b licherweise weit oberhalb des maximal abschaltbaren Stromes Ircam Beim IGCT 5SHX35L4503 liegt der Wert des maximalen Sto stromes bei I ps1 35kA w hrend der maximal abschaltbare Strom bei Ircam 4kA liegt ABB IGCT 5SHX 35 L 4503 Beim Einsatz in Stromrichtern mit elektrischen Maschinen als Last kann der Fall auftreten dass der Laststrom von hohen Werten auf kleine Werte absinkt um dann wieder zu steigen Unter solchen Be dingungen kann ein GTO oder IGCT ohne eingepr gten Gatestrom partiell abschalten Ursache ist der 40 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS U_bei T 125 C 4000 Seer U bei Tj 25 C 2500 2000 1500 1000 500 Abbildung 3 23 Durchlassverhalten eines asymmetrischen IGCTs SSHX 35L4503 ABB IGCT 5SHX 35 L 4503 im Vergleich zum Thyristor relativ hohe Haltestrom von GTO und IGCT Die gesamte Stromdichte im Bauteil reicht nicht aus um die Thyristorstruktur im geziindeten Zustand zu halten Ein erneutes An steigen des Laststromes kann dann zu lokalen Stromdichtemaxima f hren die das Bauteil zerst ren k nnen Von der Ansteuerungseinheit wird daher nach dem Einschalten des IGCT ein kontinuierli cher Strom in das Gate eingepr gt um einen sicheren Betrieb des Bauelements
30. t isoliert aufstellen 1 Hoch Hoch Fluke DVM spannungs spannungs kabel kurz kabel kurz IEEE488 LWL LWLTrigger Ti TEK 714L ep i 7 pri Lao L Blitzschutz Gens DEHNventi w a IEEE488 LWL LWLTrigger T2 TEK 714L 40H ae GU Supply Blitzschutz Usa Halbleiterpresse 13 9V Versorgung q B 24V Versorgung i Blitzschutz berspannungs T4 schu K DH Luftspule Mess ack Blitzschutz Uberspannungs i H _ E LWL Verbindung Schalttafel N Steuerrechner N Abbildung 4 5 Erdungs und Schutzkonzept mit Schutzerdung und Messerdung f r das Testsystem Nach der erfolgten Messung wird der Zwischenkreis entladen und kurzgeschlossen Die Steuerung der Entladeschaltung ist mit einer unterbrechungsfreien Stromversorgung ausger stet die ein Entla den ohne jegliche Netzspannung erm glicht F r den Fall dass die Relais in der Entladeschaltung versagen werden zur sicheren Entladung hochohmige Hochlastwiderst nde parallel zu jeder Ebene des Zwischenkreises geschaltet Bei einer installierten Kapazit t von CDc 1500 uF pro Gruppe wird ein Parallelwiderstand Rpc 1 MQ gew hlt Damit wird sichergestellt dass die Kondensa torgruppe nach einer Zeit von tpischarge 5 7 1500s sicher entladen ist Der Widerstand muss f r die maximale Spannung an diesem Kondensator ausgew hlt werden Die in diesem Widerstand umgesetzte Leistung ist bei einer maximalen Spannung an der Teilkapazit t des Zwis
31. 3 4 6 Zuverl ssigkeit Zur Bemessung der Zuverl ssigkeit von Bauelementen ist die Ausfallrate A die gebr uchlichste Gr Be Sie gibt an wieviele Bauelemente in einem Zeitintervall At ausfallen Als Einheit wird der Pro zentsatz der ausgefallenen Bauteile pro Zeiteinheit mit der Einheit h oder 1000h angegeben Bei sehr geringen Ausfallraten wird die failure unit verwendet sie ist definiert als die Anzahl der Ausf l le in 10 Stunden 1 FIT 1 Fehler in 10 h Der im Bereich der Systementwicklung gebr uchliche Parameter der mittleren Zeit bis zum Auftreten eines Fehlers MTTF Mean Time To Failure kann aus der Ausfallrate A errechnet werden mit Dimitrijev 2000 MTTF 7 3 19 Fr he a t Ausf lle stabiles Verhalten Abnutzung Alterung Abbildung 3 31 Typische Ausfallrate als Funktion der Zeit Die Ausfallrate ndert sich mit der Betriebszeit und hat h ufig die Form einer Badewannenkurve wie in Abbildung 3 31 dargestellt Dimitrijev 2000 Abschnitt 11 1 Schlie t man die fr hen Ausf l le durch einen geeigneten Fertigungsprozess aus ABB GTO Book Abschnitt 4 so kann ber eine festgelegte Nutzungsdauer eine konstante Ausfallrate angegeben werden F r leistungselektronische Bauelemente wird eine Ausfallrate von 100 FIT gefordert und als harter Parameter in das Design einbezogen Bernet et al 2003b Diese Ausfallrate bezieht sich blicherweise auf den Leistungs halbleiter die Komponenten der Ansteuerung sin
32. 32 Querschnitt durch einen IGCT mit niederinduktiver Gateanbindung nach ABB GTO Book 33 Bestandteile des GCTs nach Gr ning 1998 2 0 0 0 02 2 020220 0008 4 33 Feldverlaufe im IGCT Water se coe ane ace aoe dew da alas ran 35 IGCT Wafer mit Buffer Layer und Transparentem Anodenemitter 36 Separation zwischen Dioden und GCT Teil eines r ckw rtsleitenden IGCTs 36 Wafer eines r ckw rtsleitendenden GCTs ABB 5SHX 26L4510 37 xii 3 22 3 23 3 24 3 25 3 26 3 27 3 28 3 29 3 30 3 31 3 32 3 33 3 34 3 35 3 36 3 37 3 38 3 39 3 40 3 41 3 42 3 43 3 44 4 1 4 2 4 3 4 4 4 5 4 6 4 7 4 8 4 9 4 10 4 11 4 12 ABBILDUNGSVERZEICHNIS Integration von IGCT und Dioden Wafer im r ckw rtssperrenden IGCT im Press Pack Geh use 38 Durchlassverhalten eines asymmetrischen IGCTs 222220 40 Strom und Spannungszeitverlauf eines IGCT Einschaltvorganges nach ABB GTO Book 41 Vorwartsblockierstrom ppm im Bereich von 1000 V 5000 V IL231 31 42 Prinzipieller Ausschaltverlauf eines IGCTs 2 2 0 2 00000 43 Ausschaltverlauf eines IGCTs Upc 3 3kV IL 3 5KA 2 22 22 2 2 2 44 Zeitlicher Verlauf eines IGCT Ausschaltvorganges 2 2222 2 none 45 Ausschaltverl ufe eines 10 kV IGCTs sowie Momentanleistung und Ausschaltverluste 46 Defekter IGCT Wafer mit durchlegiertem Kathodenfinger 222 22 46 Typische Ausfallrate als Fun
33. 3kA eine Spannung von 20 V an das Gate angelegt so ergibt sich rechnerisch eine gesamte maximale Streuinduktivit t im Gate Kreis Lo von Iraq _ Loa T Ucr us lus 20V oa 6 66 nH 3 14 G 3000 A en Das Zulassen von h heren Werten f r Loa bedeutet eine Erh hung der Gate Spannung auf Wer te oberhalb der Durchbruchspannung des Gate Kathoden berganges zum Abschalten Nach dem Schaltvorgang muss die Spannung dann aber wieder auf Werte unterhalb der Durchbruchspannung reduziert werden Der damit verbundene schaltungstechnische Aufwand ist f r einen kosteng nstiges Bauteil zu hoch Zur Reduzierung der Streuinduktivit t Lg im Gatekreis wird einerseits das GTO Geh use modifi ziert anderseits wird der Anschluss zwischen Gateunit und Leistungshalbleiter ver ndert Die Gate unit ist damit untrennbar mit dem GCT verbunden Das Standard GTO Geh use hat eine Streuinduktivit t von etwa 30 nH ABB GTO Book Die Einzel teile eines IGCT Geh uses f r einen 91 mm Wafer sind in Abbildung 3 17 dargestellt Im Geh useun terteil ist der sternf rmige Anschluss des Gate Ringes zu erkennen der diesen mit der konzentrischen Kupferscheibe im Keramikgeh use verbindet siehe hierzu auch Abbildung 3 16 Der Gate Ring wird innerhalb des Geh uses durch Federkraft auf den Wafer gepresst Dieser Andruck h ngt nicht vom u eren Druck im Spannverband ab Der Molybd nscheibensatz wird zwischen Geh useunterteil und Wafer montiert un
34. 7 100 5400V 400 5900V L 6200V 200 6500V 0 OL 0 5 10 15 20 tus 0 5 10 15 20 t us c Is 200 A verschiedene Zwischenkreisspannungen d Is 800A verschiedene Zwischenkreisspannungen Abbildung 5 9 IL231 09 Ausschaltverhalten bei einer konstanten Zwischenkreisspannung von Upc 6800 V und abgeschalteten Str men von Is 200 800 A bei Sperrschichttemperaturen von a T 25 C und b 7 85 C sowie bei verschiedenen Zwischenkreisspannungen Upc 4 6 8kV und einem abge schalteten Strom von c Is 200 A und d s 800 A bei einer Sperrschichttemperatur von 7 85 C La 13 6 uH Ra 2 3 Q Ca 1 uF Onc x 0 5 ur Roc x 10 In der Abbildung 5 9 werden Ausschaltvorg nge des 10 kV IGCTs IL231 09 f r verschiedene Ar beitspunkte und Sperrschichttemperaturen dargestellt In Abbildung 5 9 a und 5 9 b werden ver schiedene Str me bei einer konstanten Zwischenkreisspannung von Upc 6 5kV abgeschaltet Sowohl mit steigendem abgeschalteten Strom als auch bei h heren Temperaturen ist eine Verl n gerung der Phase des flie enden Tailstromes zu erkennen Das Abschalten eines konstanten Stromes von 200 A in Abbildung 5 9 c und 800 A in 5 9 d bei verschiedenen Zwischenkreisspannungen zeigt einen mit wachsender Spannung abnehmenden Tailstrom Bei einem Strom von s 800 A verringert sich der Tailstrom von fai 16 us bei Upc 4kV auf einen Wert von tiai 6 5 u
35. Bauteil den stabilen Vorw rtsblockierzustand erreicht Der Schweifstrom flie t w hrend das Bauteil beginnt Blockierspannung in Vorw rtsrichtung zu bernehmen was eine hohe Abschaltverlustleistung bedeutet In der Anwendung wird der Anstieg der Spannung du dt ber dem Bauteil durch ein Beschaltungsnetzwerk auf Werte zwischen 500 1000 V us begrenzt Die Anwesenheit von Ladungstr gern in der Sperrschicht w hrend der Schweifstrom flie t f hrt zu Ver nderungen des elektrischen Feldes w hrend des Abschaltvorganges Steigt der Gradient des elektrischen Feldes auf Werte oberhalb der durch die Dotierung der n Basis vorgegebenen so kann lokal ein Avalanchedurchbruch erfolgen Die hierauf folgende Sto ionisation Kann zur Zerst rung des Bauteils f hren Dieser Mechanismus des dynamischen Avalance ist einer der beiden Hauptfehlerme chanismen f r Leistungsbauelemente Zur Minimierung der Abschaltverluste w hrend der Phase des flie enden Schweifstromes sind ver schiedene Techniken blich Bestrahlung Die Reduzierung der Lebensdauer der Ladungstr ger nahe der Anode f hrt zu einem schnellen Abbau des Ladungstr gerplasmas im Bereich der n Basis Erreicht wird dies durch die Bestrahlung mit Protonen oder Helium oder Diffusion von Schwermetallen um Rekombinationszen tren in die n Basis einzubringen Die Forderung nach einer geringen Ladungstr gerlebensdauer in der n Basis n f r schnelles Abschalten steht im Widerspruch zu niedrige
36. Ca 0 5 uF Rgn 1 Q Cyn 0 625 uF 5 2 3 2 Ausschaltverhalten des Diodenteils Die Abbildung 5 41 zeigt die Ausschaltverluste Fog p des Diodenteils aller vermessenen r ckw rts leitenden 10 kV IGCT bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV und 6kV sowie den Sperr schichttemperaturen 7 25 C und T 125 C Die Bauelemente IL320 47 und IL320 14 zeigen in diesen Darstellungen die geringsten Ausschalt verluste Beide Wafer wurden ausschliesslich mit Elektronen bestrahlt IL320 47 erhielt hierbei eine h here Dosis als IL320 14 und weist somit geringere Schaltverluste auf Allerdings ist die Durch lassspannung von Ur 31 320 47 10 23 V vergleichsweise hoch im Vergleich zu UT 1 320 14 6 34 V jeweils bei IL 900 A 7 125 C auf Diese beiden Bauelemente zeigten im Test ein norma les Abschaltverhalten ohne das in Abschnitt 5 2 2 4 gezeigte Auftreten einer zweiten Stromspitze w hrend des Abklingens des R ckstromes Alle anderen Bauelemente zeigten dieses Verhalten in verschiedener Heftigkeit bei IL320 49 erreichte die zweite Stromspitze sogar h here Werte als die 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 153 eigentliche R ckstromspitze Entsprechend weisen diese Bauelemente auch h here Ausschaltverluste auf wie in Abbildung 5 41 ersichtlich ist 15 r r f 15 1L320 29 8 1L320 29 Eoff J 1L320 25 Eor J
37. Die D mpfung der Clamp Beschaltung ist zu hoch gew hlt worden Abhilfe schafft die Erh hung des Clamp Widerstandes Rc Der Verlauf in Abbildung 3 40 c zeigt den Fall einer zu schwachen D mpfung im Clamp Kreis Die Clamp Diode schaltet ein zweites Mal in den Durchlasszustand Die maximale berspannung erreicht einen Wert von Uprm 8480 V der gesamte Vorgang der Entmagnetisierung ist erst nach 100 us beendet Ursache kann neben der zu schwachen D mpfung auch eine zu hohe Streuinduktivit t in der Zuleitung vom Zwischenkreis zur Schaltung sein Abhilfe schafft in diesem Fall deren Reduzierung In diesem Abschnitt wird die Auslegung der Clamp Beschaltungselemente Rc und Cc w hrend des Abschaltens des IGCTs beschrieben mit dem Ziel die berspannung zu begrenzen und ein sicheres Ausschalten der Clamp Diode zu erm glichen Beim Abschalten des IGCTs ist die maximale Uber spannung gem 3 24 abh ngig vom durch den IGCT abgeschalteten Strom Beim Ausschalten der Diode D wird die berspannung im Clamp Kreis durch die R ckstromspitze der Diode D erzeugt Da blicherweise der durch den IGCT maximal abgeschaltete Strom Ircg wesentlich gr er ist als die R ckstromspitze ppm der Diode ist gen gt die Auslegung beim Ausschalten des IGCTs auch den Anforderungen beim Ausschalten der Freilaufdiode Setz und L scher 2006 3 7 AUSLEGUNG DER EINSCHALTENTLASTUNG 59 U kV U kV Is I kA ae I kA s 10 Iper 10 pci
38. F1 Gaa A Reon f Dro Cc A Reve Coc 750 uF Ira 1mH Rg 0 72 La 13 6 uH Coa 1 uF Ra 2 30 Dr x ABB 5SDF 08H6005 Rox 1Q Cbxx 0 5 HF b Lage der gemessenen Signale Abbildung 5 2 a Testschaltung f r die Vermessung des Schaltverhaltens und b Lage der gemessenen Signale im Doppelpulstest zu untersuchten IGCT leicht auswechseln zu k nnen ohne den gesamten Spannverband demontieren zu m ssen 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 115 10 0 Upc kV FE CRS EEE SEE en Us kV i i Is kA 50 E S e E OEE i i 25 ee En EEE een E E l t us Abbildung 5 3 Simuliertes Verhalten im Kurzschlussfalle bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 6 8kV Coc 750uF Rs 1 250 La 13 6 uH shunt Abbildung 5 4 Spannverband f r die Charakterisierung der 10 kV IGCTs mit in Reihe geschalteten Dioden und deren Symmetrierungsbeschaltung 116 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 1 1 3 Extrahierte Parameter Aus den gemessenen Sch
39. IAS Kuhn und Schr der 2000 Kuhn H und Schr der D A New Validated Physically Based IGCT Model for Circuit Simulation of Snubberless and Series Connection Transactions on Industrial Applications 38 6 1606 1612 Ladoux et al 2004 Ladoux P Blaquiere J Alvarz S Carroll E und Streit P Testbench for the Characterisation of Experimental Low Voltage IGCTs In 35th Annual Power Electronics Specialists Conference Aachen Li et al 1998 Li Y Huang A Q und Lee F C Introducing The Emitter Turn Off Thyristor ETO Volume Vol 2 Seiten 860 864 IEEE Li et al 2000 Li Y Huang A Q und Motto K Experimental an Numerical Study of the Emitter Turn Off Thyristor ETO In IEEE Transactions on Power Electronics Volume 15 No 3 Seiten 561 574 IEEE 182 LITERATURVERZEICHNIS Li etal 2002 Li Y Huang A Q und Motto K Series and Parallel Operation of the Emitter Turn off ETO Thyristor Transactions on Industrial Electronics Vo1 38 706 712 Linder et al 1997 Linder S Klaka S Frecker M Carroll E und Zeller H A New Range of Reverse Conducting Gate Commutated Thyristors for High Voltage Medium Power Applications In Conference Proceedings of the European Power Electronics Trondheim Liqiang et al 2003b Liqiang Y Zhengming Z Hua B Chongjian L und Yaohua L The IGCT Test Platform for Voltage Source Converters In Fifth International Conference on Power Electro ni
40. IGCTS 117 5 1 2 Messungen an asymmetrischen 10 KV IGCTs 5 1 2 1 Blockierstrommessungen Die Abbildung 5 6 zeigt die Blockiercharakteristik eines 10 kV IGCTs mit 68mm Siliziumdurchmes ser Bernet et al 2003a Der untere Verlauf zeigt einen beginnenden Avalanchedurchbruch oberhalb einer Blockierspannung von 11 2 kV Die mit dem Faktor 1000 skalierte Darstellung im oberen Ver lauf der Abbildung 5 6 weist einen Blockierstrom von 17 uA bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 10kV und einer Sperrschichttemperatur von 7 25 C nach Ipp 1000 or 0 2 4 6 8 10 U KV Abbildung 5 6 IL231 31 Blockierstrom eines 10 kV IGCTs mit einem Siliziumdurchmesser von 68mm bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 0 10kV und einer Sperrschichttemperatur 7 25 C Bernet et al 2003a In der Abbildung 5 7 a werden die Blockierstr me des 10 kV IGCT IL231 31 dargestellt Die Mes sungen bis zu einer DC Blockierspannung von Upc 7kV zeigen sehr kleine Blockierstr me bei einer Sperrschichttemperatur von 7 25 C Der gemessene Maximalwert bei 7kV liegt bei Ipr 14 4uA Bei einer Temperatur von 7 125 C erreicht der Blockierstrom einen Wert von Ipr 9 08mA Die abzuf hrende Verlustleistung im Blockierfall erreicht hierbei einen Wert von Por Ug Ipr 7kV 9 08 mA 63 5W Das Bauelement IL231 09 wurde mit einem anderen Diffusionsprofil hergestellt und einer h heren Elektronenbestrahlungsdosis ausgesetzt Die Block
41. IGCTs ein robustes Bauelement mit einem hinreichend gro en sicheren Arbeitsbereich realisiert werden kann Der Vergleich verschieden bestrahlter asymmetrischer IGCTs zeigt dass applikationsspezifische 10 kV IGCTs entlang einer Technologiekurve entworfen werden k nnen Bauelemente wie IL231 31 mit einer niedrigen Durchlassspannung besitzen geringe Durchlassverluste zeigen beim Abschal ten jedoch langsamere Schaltvorg nge und eine l ngere Tailstrom Phase Entsprechend haben diese Bauelemente hohe Schaltverluste Ihr Anwendungsbereich sind Applikationen mit kleinen Schalt frequenzen wie Bahnnetzkupplungen oder Netzschalter in der Energie bertragung Bauelemente wie IL231 03 mit h heren Durchlassspannungen zeigen deutlich schnellere Ausschaltverl ufe mit kurzen Tailstrom Phasen und damit verbunden geringeren Ausschaltverlusten Diese Bauelemente k nnen in Applikationen mit hohen Schaltfrequenzen wie industriellen Mittelspannungsstromrichtern eingesetzt werden Die Untersuchung von verschiedenen Prototypen r ckw rtsleitender IGCTs wird in Abschnitt 5 2 be schrieben Die im ersten Entwurfsschritt hergestellten Bauelemente wurden hinsichtlich des Blockier verhaltens und des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils charakterisiert Die Blockierstr me aller ge testeten Bauelemente berschreiten einen Wert von Jpr 8 28 mA nicht Upc 6kV T 125 C Die Blockierverluste liegen damit unter denen der getesteten asymmetrischen 10 kV IGCTs W h
42. IGCTs in Stromrichten 0 8 Basistopologie der HVDC Light Energieiibertragung 2 2222 2222 9 Spannungsdefinitionen f r IGCTs Bernet et al 2003a 2 2 2 onen 11 Technologiekurven von 10 kV IGCTs und in Reihe geschalteten IGCTs 14 IGCTbestehend aus Leistungshalbleiter und integrierter Ansteuerungseinheit 17 Thyristorstruktur Darstellung der Vierschichtstruktur 22222 20 une 19 Thyristorkennlinie bei offenem Gate und bei verschiedenen Gate Str men 20 Verschiedene GTO Wafer mit feinstrukturierter Gate Kathodenstruktur 22 Ladungstr gertransport beim Einschalten des GTO 2 2 2 CE n nn 23 Ladungstr gertransport im leitenden GTO 2 2 CC moon 24 Ladungstr gertransport im blockierenden GTO 2 2 2 nn nen 24 Ladungstr gertransport im ausschaltenden GTO 2 2 22 2 2 on n en 25 Stromfilamentierung und Stromverl ufe beim Abschalten des GTO 2 2 2 2 26 Struktur eines GTOs mit Anodenkurzschl ssen und Ladungstragerverteilung 27 Strom und Spannung beim Ausschalten eines GTO nach ABB GTO Book 28 GTO mit Ausschaltentlastung Snubber nach Undeland Marquardt Mohan et al 1995 29 IGCT im leitenden Zustand und im blockierenden Zustand 31 Abschaltverhalten des IGCTs nach Steimer et al 1997 2 2 2 2 222m nennen 31 Vereinfachte Darstellung der IGCT Ansteuerung beim Ausschalten
43. Im Leistungsteil wird eine ad quate Kurzschlussstrombegrenzung realisiert Beim Versagen eines Bauelements muss sichergestellt werden dass die vorhandene Energie immer sicher in W rme um gewandelt wird der Zwischenkreiskondensator also unter allen Umst nden entladen werden kann Zur Sicherheit des betreibenden Personals wird der Leistungsteil mit allen Messger ten in einem separaten Raum untergebracht Der Steuerrechner ist vollst ndig galvanisch hiervon abgetrennt und ausschliesslich ber Glasfaserverbindungen mit dem Testsystem verbunden Um eine R ckwirkung auf das lokale Versorgungsnetz zu verhindern wird das Testsystem mit einer eigenen Versorgungs spannungseinspeisung versehen 4 3 Komponenten des Leistungshalbleiter Testsystems 4 3 1 berblick ber das Gesamtsystem Ein Testsystem zur Charakterisierung von Leistungshalbleitern besteht allgemein aus den die Daten aufnehmenden Messger ten Ger ten zur Erzeugung der Ansteuerungssignale und dem eigentlichen Leistungsteil Baugruppen zur Sicherheit des Testsystems und des Leistungsteils erm glichen den sicheren Betrieb der Anlage Die einzelnen Komponenten sind durch einen oder verschiedene Kom munikationsbusse mit einem steuernden Rechnersystem verbunden wie in Abbildung 4 3 dargestellt Das vorgestellte Testsystem schliesst die L cke zwischen ausschlie lich manuell betriebenen Test pl tzen und vollautomatisierten Fabrik Testsystemen Kommunikations Bussystem Si
44. SE y Cpr Cpa 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 129 Die Zeit tt max ZU der der Strom is in diesem Intervall den Maximalwert erreicht ist 1 ti max artanh gt 5 11 WI On wobei der Maximalwert is max 1 berechnet wird mit w Unc e oretan sinh artanh 5 12 1S max I tL Wy Lo I Mit den in Abbildung 5 15 angegebenen Werten f r die Bauelemente der Clampbeschaltung und einem eingeschalteten Strom von Jj 800 A wird das Maximum von ig max n 1 62kA zu einer Zeit von ty max 0 4 us erreicht Nach Erreichen des Maximums is max Klingt der Teilstrom A exponentiell ab Wie in Abbildung 5 15 b erkennbar beginnt der Stromanstieg durch die Clampinduktivit t mit dem in der Dimensio nierung festgelegten didt ebenfalls zum Zeitpunkt t Allerdings ist der Anteil dieses Stromes am gesamten Strom durch den IGCT zu diesem Zeitpunkt gering und wird durch den zuvor beschriebe nen Teilstrom A berlagert In den nun folgenden Zeitabschnitte berwiegt der Stromanteil B der durch die Clampinduktivit t Lc zu flie en beginnt Lel La Abbildung 5 18 Ersatzschaltbild Intervall III mit flie endem Strom durch die Clampinduktivit t Lc Intervall III Das zweite Maximum im Strom zg durch den IGCT wird durch den Teilstrom B be stimmt Der Strom ig ist zu Zeitpunkt t Siehe Bild 5 15 b bereits auf den IGCT kommutiert die Freilaufdiode D sperrt Der Anteil des Teilstromes B e
45. Spannung angelegt werden Der Anodenleckstrom wird ber den Gate Anschluss aus der p Basis abgef hrt damit an den Kathoden Emittern keine Ladungstr ger injiziert werden die die GTO Zellen z nden k nnten In der Abbildung 3 25 ist der Leckstrom Jprm eines 10 kV IGCTs IL231 31 ber der Blockierspan nung Uprm f r verschiedene Temperaturen dargestellt l DRM T 25 C T 85 C a T 125 C 0 I L li li ji 1000 2000 3000 4000 5000 6000 Abbildung 3 25 Vorw rtsblockierstrom prm im Bereich von 1000 V 5000 V bei Sperrschichttemperaturen von T 25 85 und 125 C IL231 31 W hrend des Blockierens kann das Bauteil thermisch instabil werden Die anliegende Blockierspan nung Uprm verursacht einen Leckstrom prm An dem Bauteil wird nennenswerte elektrische Leis tung umgesetzt f r einen 4 5 kV IGCT wird ein maximaler Leckstrom von 50 mA angegeben ABB IGCT 5SHY 35 L 4512 womit die Leistung maximal 225 W betragen kann Wird diese Verlustleis tung nicht durch K hlung ausreichend abgef hrt so wird sich das Bauteil selbst aufheizen Da der 3 4 ELEKTRISCHE EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 43 Leckstrom mit steigender Temperatur ebenfalls steigt wird das Bauteil bei anliegender Spannung immer hei er Da die maximale Durchbruchspannung mit steigender Temperatur Kub t 1984 sinkt wird das Bauteil schliesslich versagen In die Auslegung der K hlung ist daher der Blockierzustand mit einzubeziehen
46. Spannungsspitze die den Sperrspannung bernehmenden IGCT sofort zerst ren w rde Die Beschaltung aus Clampdiode Dc Clampwider stand Rc und Clampkondensator Cc dient dem Abbau der gespeicherten magnetischen Energie und der Begrenzung der Spannung Nach dem Ausschalten des IGCTs wird die Clampdiode leitend da das Potenzial an ihrer Anode gr er wird als die Spannung ucnc des Clampkondensators der auf den Wert der Zwischenkreis spannung Upc aufgeladen ist Der Strom durch Clamp Diode und Widerstand entmagnetisiert die Clampinduktivit t Der Clampkondensator Cc klemmt die entstehende Uberspannung Aucc auf zu l ssige Werte indem er die abzubauende Energie ber die Zeit verteilt Die entsprechenden Gr en sind in den Strom und Spannungverl ufen der Abbildung A 3 eingetra gen Ir t Abbildung A 3 Darstellung der in der analytischen Berechnung verwendeten Gr en im simulierten Strom und Spannungsverlauf Nach der kapazitiven Kommutierung des Stromes vom IGCT auf die Freilaufdiode gilt weiterhin das Ersatzschaltbild nach Abbildung A 1 Mit den Beziehungen dicc Upc uca 1 J 0 dt A 13 icc 7 ic Ra iLc ULc werden die Knotengleichungen f r Anode und Kathode der Clampdiode aufgestellt iLa ina is 0 ici ipc icc 0 A 14 0 A 2 AUSSCHALTEN DES IGCTS MIT CLAMPBESCHALTUNG 163 Der Strom durch den IGCT ist nach dem Ausschalten Null Die Zusamm
47. Uso eee Uoi 0 10 20 30 40 50 60 70 t us 0 10 20 30 40 50 60 70 t us a Konventionelle Auslegung 6 lt we b Aperiodischer Grenzfall 6 we U kV A I KA ls Us 10 Iper Uce 0 10 20 30 40 50 60 70 t us c Ged mpfte Schwingung mit zu schwacher D mpfung Abbildung 3 40 Simulierte Ausschaltverl ufe bei Upc 6 8kV I 1kA und La 13 6uH a mit normaler Auslegung Cc 4uF Ra 2 3 Q b mit zu starker D mpfung und Cc 4uF Ra 0 920 c zu schwacher D mpfung 3 7 2 3 Einfluss der Streuinduktivit t Die Streuinduktivit t Lo im Clamp Kreis erzeugt eine Spannungsspitze im Ausschaltverlauf direkt nach dem steilen Anstieg der Spannung ber dem IGCT Diese Spannungsspitze errechnet sich mit dis AU max le m dt 3 29 Diese Spannungsspitze wird nicht durch die d mpfenden Elemente des Clamps beeinflusst Die Streuin duktivit t kann gering gehalten werden in dem der Spannverband m glichst kompakt aufgebaut wird die Clamp Diode mit in den Spannverband integriert wird und die Zuleitungen kurz gehalten werden Die Abbildung 3 41 a zeigt den Ausschaltverlauf eines 10 kV IGCTs IL231 31 bei einer Zwisch enkreisspannung von Upc 6kV im normalen Messaufbau In der Abbildung wurde die Streuinduk tivit t Lo durch eine montierte Luftspule um 500 nH erh ht In beiden F llen wurde ein Strom von Is 600 A abgeschaltet 60 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKT
48. Wien ISBN 2 446 17713 2 LITERATURVERZEICHNIS 179 Dissertationen und Abschlussarbeiten Bhalerao 2007 Bhalerao P Characterization of Gate Controlled Diode for IGCT Applications Dissertation Technische Universit t Berlin Gaedke 2001 Gaedke A Entwicklung Aufbau und Inbetriebnahme eines flexiblen Mittelspan nungshalbleiterpr fstandes Diplomarbeit Fachhochschule Fulda Gollnick 2003 Gollnick M Sicherheitskonzept f r einen Halbleiterteststand Diplomarbeit Tech nische Universit t Berlin Krafft 2004 Krafft E U Messtechnische Untersuchung von Schaltvorg ngen an Hochleistungs halbleitern mit Multikathodenstruktur Dissertation Ruhr Universit t Bochum Marquardt 1982 Marquardt R Untersuchungen von Stromrichterschaltungen mit GTO Thyristoren Dissertation Universit t Hannover Oetjen 1999 Oetjen J Hybride GTO Kaskode Dissertation Technische Universit t Braun schweig ISBN 3 18 329209 2 Rohner 2005 Rohner S Aufbau und Inbetriebnahme eines IGBT Modul Teststands Diplomar beit Technische Universit t Berlin Wintrich 1997 Wintrich A Verhaltensmodellierung von Leistungshalbleitern f r den rechnerge st tzten Entwurf leistungselektronischer Schaltungen Dissertation Technische Universit t Chem nitz Ver ffentlichungen Bernet 2000 Bernet S Recent Developments of High Power Converters for Industry and Traction Applications Transactions on Power Electronics 15 6 110
49. Zustands bergangsdiagramm des Programmes zur Ausf hrung einer einzelnen Messung existierende und sehr umfassende Treiberlandschaft Am Markt sind praktisch f r alle Messger te LabVIEW Ger tetreiber verf gbar Um die einheitliche Bedienung der verschiedenen Kommunikationsbusse der anzusteuernden Ger te zu erm glichen verwendet LabVIEW eine virtuelle Instrumentierungs Software Architektur VISA Virtual Instrumentation Software Architecture VISA stellt ein einheitliches und hersteller bergrei fendes Fundament f r die Entwicklung von Softwarekomponenten und insbesondere Ger tetreibern dar Jamal und Pichlik 2000 Abschnitt 3 2 Aus der externen Sicht des Anwenderprogrammes stellt sich der Ger tetreiber als funktioneller Kern dar auf dem das Anwenderprogramm aufbaut Dieser Kern besitzt der Philosophie von LabVIEW entsprechend ein Frontpanel mit dem die Funktionalit t des Ger tetreibers evaluiert und getestet werden kann Der Treiber selbst st tzt sich auf betriebs systemnahe I O Routinen system calls die die eigentliche Ansteuerung der Kommunikationsbusse realisieren In der Praxis wird der Anwender von der Programmierung der unteren Protokollschichten des verwendeten Kommunikationsbusses entlastet VISA bietet die M glichkeit in verteilten Systemen zu arbeiten Ein Resourcen Manager wickelt die Kommunikation zwischen den Komponenten der verteilten Anwendung transparent ab Eine m gliche Konfiguration ist in Abbildung 4 17 b d
50. besteht in der Ausbildung Zur Vermittlung fundierter Kenntnisse des Schaltverhaltens von Leistungshalbleiter Bauelementen ist neben der theoretischen Vermittlung die praktische Vermessung verschiedener Bau elemente sinnvoll W hrend dies bei Bauelementen im Niederspannungsgbereich nicht problematisch ist sind die Sicherheitsanforderungen im Mittelspannungsbereich besonders hoch Der modulare Auf baue des Testsystems sowie die M glichkeit einer kompletten Fernbedienung machen ein entspre chendes Testsystems in der Lehre anwendbar Strandman et al 2002 Jimenez Martinez et al 2005 4 2 Anforderungen an einen Leistungshalbleitertestplatz Der im Rahmen dieser Arbeit vorgestellte Testplatz f r Leistungshalbleiter soll die messtechnische Charakterisierung von Leistungshalbleitern im Press Pack Geh use erm glichen Die elektrische Aus legung der Anlage folgt der Forderung aktuell am Markt erh ltliche Leistungshalbleiter und Prototy pen von Bauelementen mit h heren Spitzenblockierspannungen zu vermessen Der Aufbau des Teststandes und seiner einzelnen Komponenten ber cksichtigt die Forderung dass die Anlage f r verschiedene weitere Projekte verwendet werden soll Insbesondere die Betriebssoftware soll auf verschiedenen Testsystemen verwendet werden k nnen 4 2 1 Elektrische Anforderungen Zur Vermessung des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern im Mittelspannungsbereich muss die Zwischenkreisspannung des Testsystems mindestens der
51. das zweite Maximum durchl uft 7 u ior u kV i kA o 5 10 15 H o 5 10 15 tus a Einschaltverlauf b Strom und Spannung an den Clampdioden Abbildung A 11 Simulierter Verlauf des Einschaltens eines 10 kV IGCTs mit modifiziertem Snubber Rpc 102 Coc 1LuF f r die Clampdioden a Einschaltverlauf des IGCTs und b Str me und Spannungen an den Clampdioden UpcVac 6 8 kV IL 1000 A T 25 C La 13 6 uH Ca 1uF Ra 2 30 176 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN Literatur und Quellenverzeichnis Buchver ffentlichungen Anke 2000 Anke D Leistungelektronik Oldenbourg Verlag M nchen 2 Auflage ISBN 3 486 22634 7 Baliga 1987 Baliga B J Modern Power Devices John Wiley amp Sons New York Ist Auflage ISBN 0 471 63781 5 Beck 2000 Beck K Extreme Programming Das Manifest Addison Wesley M nchen ISBN 3 8273 2139 5 Beck 2003 Beck K Test Driven Development by Example Addison Wesley Boston ISBN 0 321 14653 0 Bell et al 1997 Bell D Morrey I und Pugh J The Essence of Program Design Prentice Hall Europe ISBN 0 13 367806 7 Blicher 1976 Blicher A Thyristor Physics Volume 12 of Applied physics and engineering Sprin ger Verlag Berlin Bronstein und Semendajev 1989 Bronstein I und Semendajev K Taschenbuch der Mathematik Verlag Harri Deutsch 24 Auflage ISBN 3 87144 492 8 DeMarco 1997 DeMarco
52. diesem Abschnitt flie t kein Kathodenstrom x mehr der Anodenstrom J ist aber sehr wohl noch vorhanden Um das zu gew hrleisten muss bei gegebener Durchbruchspannung des Gate Kathoden berganges die Streuinduktivit t wie in 3 3 2 gefordert sehr klein sein Eine m glichst hohe angelegte Gate Kathodenspannung Ucr w re f r ein schnelles Ausr umen der Basis a4 KAPITELS AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS des kathodenseitigen pnp Transistors w nschenswert Die maximale Gate Kathodenspannung Ucr beim Ausschalten des IGCT wird aber begrenzt durch die Durchbruchspannung des Gate Kathoden berganges In Abbildung 3 27 sind die Ausschaltverl ufe bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen dargestellt Die Zeit tcomm der Kommutierung des Anodenstromes J auf das Gate steigt mit wachsender Tempe ratur aufgrund der Temperaturabh ngigkeit der R ckw rtserholverhaltens des Gate Kathoden ber ganges Die Temperaturabh ngigkeit der Zeit tDesat steigt mit wachsender Temperatur noch st rker an Bei hohen Temperaturen ist die Ladungstr gerdichte in der n Basis h her diese Ladungen m s sen ausger umt werden Die Zeit tDesat ist abh ngig von der Ladungstr gerdichte in der n Basis im leitenden Zustand Das Sinken der Sperrschichttemperatur oder das Verringern der Ladungstr ger lebensdauer siehe Abschnitt 3 5 ist gleichbedeutend mit der Verringerung der Zeit tpesat Daher wird der Temperaturbereich f r sicheren Betrieb des IGCT nach unten begrenzt
53. eines Dioden und eines GCT Wafers in einem gemeinsamen Geh use Weber et al 2000 Beide Wafer k nnen hinsichtlich ihrer maximalen Dicke und ihres Schaltverhaltens getrennt optimiert werden Cu Geh useoberteil Molybd nscheiben Kathode Cu Geh useunterteil Abbildung 3 22 Integration von IGCT und Dioden Wafer im r ckw rtssperrenden IGCT in einem Press Pack Geh use 3 4 ELEKTRISCHE EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 39 3 4 Elektrische Eigenschaften von IGCTs 3 4 1 Leitender Zustand Im leitenden Zustand verh lt sich der IGCT hnlich dem GTO Bei beiden kann die Durchlassspan nung durch die Einf hrung des Buffer Layers und der damit verbundenen Verringerung der Waferdi cke reduziert werden Bei Bauteilen vergleichbarer Leistungsklassen bei einem Laststrom von 3KA hat ein non punch through GTO NPT GTO 5SGA 30J4502 eine Durchlassspannung von Ur 4 V die Durchlassspannung des entsprechenden IGCTs SSGY 35L4502 liegt bei Ur 2 1 V Entspre chend liegen die Durchlassverluste des GTO bei 2600 W verglichen mit 1500 W beim IGCT jeweils gemessen bei einem flie enden Strom von 1 kA ABB GTO Book Gr ning 1998 Die gez ndete Thyristorstruktur mit der Ladungstr gerinjektion von zwei Emittern erm glicht hohe Stromdichten bei niedrigen Durchlassspannungen auch bei hohen Blockierspannungen Verglichen mit IGBTs derselben Spannungsklasse haben IGCTs den Vorteil der geringeren Durchlassspannung Bernet 2000 Die Durchlasskennli
54. heren Wirkungsgrad und eine um 12 56 erh hte Zuverl ssigkeit und zeigt so das Potenzial von 10 kV IGCTs und Dioden auf Das Kapitel 3 beschreibt den generellen Aufbau von IGCTs und deren elektrische Eigenschaften Es geht von den Vorg ngen in einer Vierschichtstruktur aus der Weg ber den GTO zum IGCT wird beschrieben Auf die Aufgaben und die Funktion der Ansteuerungseinheit wird eingegangen In Ab schnitt 3 8 werden die Anforderungen an einen 10 KV IGCT beschrieben Ausgehend von den An forderungen an Spannungsfestigkeit und die zul ssige Ausfallrate infolge kosmischer Strahlung wird der Entwurf der 10 kV IGCT Wafer beschrieben Diese Bauelemente werden mit einer Waferdicke von 1050 um realisiert Zur Charakterisierung der 10 kV IGCTs wird ein Testsystem aufgebaut Das Kapitel 4 zeigt die verschiedenen Anwendungsbereiche eines Testsystems f r Leistungshalbleiter auf Ein teilautoma tisiertes Testsystem erm glicht eine schnellere Durchf hrung von Messungen und Auswertungen die Reproduzierbarkeit der Messungen f r verschiedene Bauelemente wird verbessert Die funktionalen und elektrischen Anforderungen des Testsystems f hren zu einem modularen Konzept Der modulare Aufbau des Leistungsteils erlaubt die Durchf hrung verschiedener Messungen bei Spannungen bis 156 KAPITEL 6 ZUSAMMENFASSUNG zu 15kV und Str men bis zu 5kA Ein wichtiger Gesichtspunkt beim Aufbau des Testsystems ist die Betriebssicherheit der Anlage Das Abfangen von m
55. hier aufgef hrten Toolkits werden f r die Entwicklung der Betriebssoftware f r den Teststand verwendet Um virtuellen Instrumenten Zugriff auf das Internet zu erm glichen wird das Internet Developer Toolkit angeboten NI 1998 Internet Toolkit Die Anbindung eines Testsystems an ein lokales Fir mennetzwerk bietet viele M glichkeiten des Datenaustausches und der Nachrichten bermittlung Das Internet Developement Toolkit bietet die folgenden Komponenten e ftp VIs erlauben den Datentransport per ftp file transfer protocol Damit kann die Datenspei cherung auf fernen Datenservern in ein Testsystem integriert werden F r den lokalen Betrieb bedeutet dies die Sicherung der Messdaten auf einem Server ausserhalb der Laborr ume 96 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER System Digitales Speicheroszilloskop Anwendungs N VISA software Ger tetreiber Hardware 1 IEEE 488 2 treiber a Einzelnes Rechnersystem System 1 System 2 Digitales Speicheroszilloskop Anwendungs VISA software A Ger tetreiber VISA Client VISA Server KJ Marawarg IEEE 488 2 treiber 0 TCP IP y Lokales Netzwerk b Verteilte Messarchitektur Abbildung 4 17 Einsatz von VISA gesteuerten Ger ten a auf einem Einzelplatzsystem und b in einem verteilten System e E Mail VIs erlauben das Versenden von E Mails
56. hren Um solche Fehleingaben auszuschliessen ist die Eingabe des Anwenders zu pr fen Liegen die 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 87 gew nschten Werte f r Zwischenkreisspannung oder maximalem Strom oberhalb eines festge legten Maximalwertes so wird die Messung abgebrochen Die Verifikation der Werte geschieht bereits bei der Eingabe an der Benutzerschnittstelle Die Maximalwerte werden ausserhalb der Betriebssoftware gespeichert und vor unautorisiertem Zugriff gesichert Versagen des Steuerrechners Ein Ausfall des Steuerrechnersystems kann einerseits auf das Ver sagen der Hardware oder einen Fehler des auf dem System laufenden Betriebssystems hin weisen W hrend ein Netzausfall durch geeignete Mittel abgefangen werden kann siehe Ab schnitt 4 3 6 kann ein kompletter Ausfall nur durch den kostenintensiven Einsatz von red undanter Hardware abgefangen werden Mit einem entsprechenden Sicherheitskonzept f r den Leistungsteil hier besonders der Entladung des Zwischenkreises und dem Ausschalten aller Leistungshalbleiter kann das Testsystem auch ohne Steuerrechner in einen sicheren Zustand gebracht werden siehe auch Abschnitt 4 3 3 Weiter kann der Steuerrechner durch eine Fehlfunktion im Betriebssystem au er Funktion ge setzt werden Auf nicht echtzeitf higen Systemen k nnen einzelne Prozesse die gesamte CPU Rechenzeit erhalten so dass die eigentliche Betriebssoftware nicht mehr bearbeitet wird So kann eine
57. in Abschnitt 3 5 f r die 4 5 kV IGCTs beschrieben k nnen auch applikationsspezifi sche 10 kV IGCTs entworfen werden Die Bauelemente mit schnellen Schaltvorg ngen und damit verbundenen geringeren Ausschaltverlusten wie IL231 03 besitzen durch die h here Durchlassspan nungen auch h here Durchlassverluste und bei hohen Temperaturen durch hohe Blockierstr me auch hohe Blockierverluste Der Anwendungsbereich dieser Bauelemente liegt in Anwendungen die hohe Schaltfrequenzen fordern wie zum Beispiel Mittelspannungsantriebe Bauelemente wie IL231 31 mit durch den langsameren Schaltverlauf verursachten h heren Ausschaltverlusten besitzen eine geringe re Durchlassspannung Sie haben geringere Durchlassverluste und auch kleinere Blockierstr me Die Anwendungsgebiete dieser Bauelemente sind Anwendungen mit kleinen Schaltfrequenzen wie Bahn netzkupplungen oder Netzschalter in der Energie bertragung Tschirley et al 2004a In der Tabelle 5 2 werden die aus den Ausschaltverl ufen gewonnene charakteristische Daten sowie die Durchlassspannung und der Blockierstrom f r vier der getesteten Bauelemente f r einen abge schalteten Strom von Js 800 A bei einer Sperrschichttemperatur von 7 85 C gegen bergestellt 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 123 Eort J 1L231 03 1L231 09 20 1L231 31 1L231 48 1L231 49 15L 10L 0 1 L J L L L 100 200 300 400 500 600 700 800 900 Is A a Upc
58. konstanter Zwischen kreisspannung von Upc 6kV und Str men Jp 200 650 A bei Sperrschichttemperaturen von a T 25 C und b 7 125 C sowie bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4 6kV und einem Strom von Ip 650 A bei Sperrschichttemperaturen von c Tj 25 C und d 7 125 C Le 22 6 uH Ra 6 Q Ca 0 9 ur Rgn 1 Q Cyn 0 625 uF In Abbildung 5 35 werden die Ausschaltverluste der Diode in IL320 29 im gesamten vermessenen Arbeitsbereich von Upc 4 6kV und Str men von Jp 200 650A dargestellt Die Aus schaltverluste Fog p berschreiten bei 7 25 C einen Wert von 10J nicht Bei den Temperaturen T 85 C und 125 C ist erkennbar dass die Verluste besonders an den Grenzen des Arbeitsbereiches mit steigender Temperatur stark ansteigen Mit Blick auf die Verl ufe in Abbildung 5 34 kann dieses Verhalten durch den Verlauf beim Abbau des R ckstromes erkl rt werden der besonders bei hohen 146 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS Str men und hohen Zwischenkreisspannungen die ausgepr gte zweite Spitze im Verlauf zeigt Eorp J ee ae Eoo J ae 6000 N 5 5500 N 3 ee 5000 gt gt 700 4500 400 Up V 4000 200 300 b T 50 C s000 4500 Un V 4000 200 c Tj 85 C d 7 125 C Abbildung 5 35 IL320 29 Darstellung der Ausschaltverluste der Diode bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6kV und Str men Ip 200 650A bei den Sperrschichttemperat
59. maximalen Blockierspannung Upc max ent sprechen k nnen siehe Abbildung 2 5 auf Seite 11 die das zu testende Bauelement in der An wendung im Stromrichter erf hrt Zur Vermessung des Blockierverhaltens muss der Zwischenkreis der Anlage zumindest kurzzeitig auf die periodische Spitzenblockierspannung Upr m geladen werden k nnen F r die Vermessung der in dieser Arbeit vorgestellten 10 kV IGCTs bedeutet dies eine Aus legung des Zwischenkreises f r eine maximale DC Spannung von Upc 7000 V Bei der Auslegung der Isolationen ist zu ber cksichtigen dass die w hrend des Ausschaltvorganges des IGCTs auftre tende Spitzenspannung Uppy deutlich oberhalb der Zwischenkreisspannung Upc liegen kann siehe Abschnitte 3 4 4 3 7 2 2 und A 2 72 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Um mit der Anlage auch Reihenschaltungen von bis zu drei Leistungshalbleitern mit einer Spitzen blockierspannung von Uppy 4500 V testen zu k nnen wird die Anlage f r eine maximale Zwisch enkreisspannung von Upc 15000 V ausgelegt Alle Isolationen und Sicherheitsabst nde werden ebenfalls auf diesen Wert hin ausgelegt Am Markt erh ltliche IGCTs sind in der Lage Str me bis zu 4000 A abzuschalten Um auch zu k nftige IGCTs h herer Stromtragf higkeit und die Parallelschaltung von IGCTs messtechnisch zu charakterisieren wird der maximale Strom zu 5000 A festgelegt 4 2 2 Messaufgaben Zur Charakterisierung der 10 kV IGCTs und deren anti
60. nicht enthalten und muss separat vorgeschaltet werden Die Forderung nach galvanischer Trennung des Messsystems vom Steuerrech ner macht einen weiteren PC f r die Datenerfassung notwendig in den die Datenerfassungskarte eingebaut wird Sollen verschiedene Zeitaufl sungen realisiert werden so werden je nach gew hlter Systemarchitektur mehrere Rechnersysteme notwendig Digitale Speicheroszilloskope werden mit Abtastraten bis zu 5GS s angeboten Die analoge Band breite der vertikalen Verst rker und Vorfilter erreicht den Bereich von 5 10 GHz Die vertikale Aufl sung liegt bei 8 Bit Techniken der Erh hung der vertikalen Aufl sung durch Mittelung Ave raging kommen f r die Erfassung einmalig auftretender transienter Signale prinzipbedingt nicht in Frage Stearns und Hush 1994 Ger te mit bis zu 4 analogen Eingangskan len sind am Markt kos teng nstig verf gbar Alle Komponenten der Signalabtastung Anti Aliasing Filter und Signalvorver st rker sind in das digitale Speicheroszilloskop integriert 4 3 5 2 Spannungswandler Die Messung der Spannung ber einem Bauelement geschieht mittels eines Tastkopfes Tastk pfe arbeiten direkt mit dem analogen Eingangsteil des Oszilloskopes zusammen Sie sind Teil des Mess systems und beeinflussen die analoge Bandbreite des Eingangsteils ma geblich Tektronix ABC of Probes Da die Spannung ber Bauelementen im Mittelspannungsbereich bei einigen Kilovolt liegt werden Spannungsteiler mit eine
61. nicht nur die Messdaten in Form von Signal Zeitverl ufen abgelegt Um die Messung korrekt zu dokumentieren sind weitere Parame ter wie Temperaturen der Bauelemente Konfiguration des Leistungsteils verwendete Bauelemente und hnliche Informationen mit den Daten abzulegen Tursky et al 2001 Auswertung der Messdaten Die Auswertung der gemessenen Daten erfolgt teilweise direkt nach der abgeschlossenen bertragung der Messdaten einer Einzelmessung teilweise auch off line nach Abschluss der gesamten Messungen Die Auswertung w hrend der laufenden Messungen ist in die Betriebssoftware integriert und betrifft beispielsweise die Bestimmung von Augenblickswerten der Leistung bei den gemessenen Schaltvorg ngen Weiterf hrende Auswertungen wie die Bestimmung von relativen Schaltverlusten werden nach den Messungen durchgef hrt Als Werkzeug zur Auswer tung wird hier Matlab verwendet Betriebssicherheit Eine fundamentale Anforderung an die Betriebssoftware ist der sichere Betrieb der Anlage Die in Abschnitt 4 3 3 vorgestellten Ma nahmen aus Sicht des Aufbaus zum sicheren Betrieb werden durch die Betriebssoftware sinnvoll erg nzt F r auftretende Fehlerf lle im Betrieb kommen aus Sicht der Softwareentwicklung die folgenden Ursachen in Betracht Bauelementeversagen Ein Bauelement im Leistungsteil des Teststandes f llt w hrend der Messung aus W hrend im Leistungsteil automatisch ein sicherer Zustand hergestellt wird muss die Be triebssoftw
62. r die Ausgangsspannungen von 6 6 kV und 7 2 kV kann jede Schalterposition mit der Reihenschaltung von zwei 5 5 KV IGCTs oder drei 4 5 kV IGCTs realisiert werden Alternativ kann in diesen Stromrichtern f r Nennausgangsspannungen Usrn 6 0 7 2 KV auch ein einzelner 10 kV IGCT pro Schalterposition eingesetzt werden 2 4 MOTIVATION F R DIE ENTWICKLUNG VON 10 KV IGCTS 13 Tabelle 2 3 Anzahl der Leistungshalbleiter in der Reihenschaltung pro Schalterposition in einem 3L NPC VSC Mittelspannungsstromrichter mit Ausgangsspannungen von 2 3 7 2 kV Bernet et al 2003a Nominale Anzahl Anzahl Anzahl Stromrichter 4 5 kV IGCTs 5 5 kV IGCTs 10 kV IGCTs Ausgangsspannung Dioden Dioden Dioden 3L NPC VSC Usan kV 2 4 2 Verlustbetrachtungen Komponentenzahl und Zuverl ssigkeit Die Darstellung der fl chenbezogenen Ausschaltverluste als Funktion der Durchlassspannung die sogenannte Technologiekurve wird zum Vergleich der Verluste von verschiedenen Leistungshalb leitern sowie zur Optimierung von Leistungshalbleitern f r verschiedene Anwendungen verwendet In Abbildung 2 6 ist diese Technologiekurve f r eine ideale Reihenschaltung von 5 5 kV IGCTs und f r 10 kV IGCTs dargestellt Es ist ersichtlich dass f r eine ideale Reihenschaltung von 5 5 kV IGCTs bzw einen einzelnen 10 kV IGCT in einem 6 9 kV 3L NPC Wechselrichter hnliche Verluste erwar tet werden k nnen Verlustberechnungen f r verschiedene Arbeitspunkte eines 6 9 kV Antriebe
63. r die Beschreibung des Verhaltens in zwei Teilstr me zerlegt werden wie in Abbildung 5 15 b dargestellt ist Tschirley und Bernet 2005a Der Teilstrom A bildet sich mit sei nem ersten hohen Maximum nach dem Einschalten des IGCTs mit dem auf die Zwischenkreisspan nung geladenen Clampkondensator Cc als Energiequelle und der Beschaltung aus Rpc Cpo und der Streuinduktivit t Lc als den Stromanstieg begrenzende Elemente aus Der Teilstrom B als we sentlich langsamere Komponente entsteht durch den Strom durch die Clampinduktivit t Dc F r die Betrachtungen wird ein vereinfachtes Ersatzschaltbild nach Abbildung 5 15 c herangezogen in dem die in Reihe geschalteten Elemente zusammengefasst werden Die Beschreibung des flie enden Stromes durch den IGCT w hrend des Einschaltvorganges geschieht in jeweils in den in der Abbildung 5 15 b dargestellten Intervallen Intervall I Unmittelbar nach dem Einschalten des IGCTs zum Zeitpunkt t gilt das Ersatzschalt bild in Abbildung 5 16 Der Strom durch den Schalter ts beginnt zu flie en der Stromanstieg wird nur durch die Streuinduktivit t im Clamp Kreis Lo begrenzt Die Str me is und ipf sind im ersten Augenblick gegeben durch is t Uoo 5 3 Loc l l U ipe t 2 t 5 4 oO Die Quelle ist der Clampkondensator Cc der Strom durch die Clampinduktivit t Lc steigt wesent lich langsamer an und liefert hier einen vernachl ssigbaren Beitrag Abbildung 5 16 Ersatzschaltb
64. ufe eines 10 kV IGCTs mit Rn 19 Csn 0 625 uF und ohne Be grenzung des Spannungsanstieges und b entsprechende Momentanleistung und Ausschaltverluste Upc 6 8kV I 500A Tj 25 C 3 4 5 Verhalten im Fehlerfall Wird ein Kurzschluss au erhalb des Stromrichters begrenzt in seinem Stromanstieg di dt durch Ka bel oder ein Filter von der Steuerung erkannt so kann der Stromrichter durch die schnell schaltenden IGCTs abgeschaltet werden bevor deren maximal abschaltbarer Strom ragom erreicht wird Gr ning und deg rd 1997 Tritt ein Kurzschluss im Stromrichter auf so wird der Stromanstieg di dt durch die Induktivit t der Einschaltentlastung Lc begrenzt Um die berlastung der betroffenen Phase zu verringern kann die Steuerung alle Phasen des Stromrichters z nden um den Zwischenkreis zu ent laden Abbildung 3 30 Defekter IGCT Wafer mit durchlegiertem Kathodenfinger Im Fehlerfall stellen IGCTs im Press Pack Geh use einen Kurzschluss dar blicherweise legiert das Metall des Wafers an der Fehlerstelle durch siehe Abbildung 3 30 Diese Eigenschaft ist besonders vorteilhaft f r den Aufbau von Stromrichtern mit redundanten Ventilen wie sie in hoch ausfallsi cheren Anlagen eingesetzt werden Hierbei werden zus tzliche IGCTs in Reihe in jeden Phasenbau 3 4 ELEKTRISCHE EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 47 stein montiert so dass der der Ausfall eines IGCTs einen weiteren fehlerfreien Betrieb nicht verhin dert Bernet 2000
65. w hrend der Aufmagnetisierungsphase in der bereits vor 110 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER gestellten Testschaltung aufgezeichnet werden Hierbei ist zu ber cksichtigen dass ber dem blo ckierenden IGCT vor dem ersten Einschalten die volle Zwischenkreisspannung anliegt Der Mess aufnehmer zur Erfassung der Durchlassspannung muss nicht in der Lage sein Spannungen in dieser H he zu messen ist aber hinsichtlich seiner Spannungsfestigkeit auf diesen Wert hin auszulegen Da her kommen nur Hochspannungstastk pfe in Frage Die Durchlassspannung Ur von leitenden IGCTs liegt im Bereich von Ur 2 10V und ist damit deutlich unterhalb von Werten der Zwischen kreisspannung so dass die Messung der Durchlassspannung mit einem separaten Tastkopf erfolgen muss Zur Erfassung der Str me ist ein Messwiderstand ungeeignet Der ber dem Messwiderstand von 1 mQ auftretende Spannungsabfall von 1 V bei einem Stromfluss von 1 kA bedeutet eine zu starke Verf lschung Somit werden zur Strommessung Rogowskispulen eingesetzt Da die Messung des Schaltverhalten und des Durchlassverhaltens mit verschiedenen Zeitbasen er folgt muss der Strom durch den IGCT entsprechend auch mit zwei verschiedenen Zeitbasen auf gezeichnet werden Eine M glichkeit besteht darin zwei Stromwandler zu verwenden Der Einsatz eines Verteilverst rkers zur Vervielfachung des Ausgangssignals des Stromwandlers erlaubt die Ver wendung von nur einem Stromwan
66. zu 1 1 Epo gt CpoUbo 5 500 uF 15 kV 56 25 KJ 4 1 Die Auslegung der verwendeten Zwischenkreiskapazit t erfolgt in Abh ngigkeit der verwendeten Testschaltung Der Entwurf des Leistungsteils basiert auf den in Nagel 2000 und Gaedke 2001 vorgestellten Konzepten Zur Kontaktierung der Press Pack IGCTs wird eine Halbleiterpresse ben tigt Alle Leistungshalb leiter werden in einem Spannverband montiert wie in Abbildung 4 4 dargestellt ist Der f r die Kon taktierung ben tigte Druck wird durch einen hydraulisch vorgespannten Tellerfederstapel realisiert Im Gegensatz zu kommerziell verf gbaren Fabriktestern mit automatischer Kontaktierung geschieht diese hier manuell da schnelle Wechselzeiten der Bauelemente keine Anforderung des Testsystems darstellen Die Messungen des Schaltverhaltens werden mit einem Doppelpuls als Einzelmessung durchgef hrt so dass eine Erw rmung des Bauteils durch die Verlustleistung ausgeschlossen werden kann Um Messungen bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen zu erm glichen werden Heizmanschetten in den Spannverband montiert die die Bauelemente auf Temperaturen bis zu 7 150 C aufheizen k nnen Um eine homogene Temperaturverteilung im Spannverband zu realisieren werden mehre re Heizelemente eingebaut Deren Ansteuerung geschieht ber je einen Temperaturregler pro Heiz element Die Versorgung der Temperaturregler geschieht ber Trenntransformatoren die f r die volle Zwischenkreisspa
67. 0 0 0 2 2202004 169 A 8 Intervall IT Ged mpfte Schwingung 2 2 CH m 0 02 00 0000000000008 172 A 9 Intervall IV die Clampdiode beginnt zu leiten 2 2 non nn 173 A 10 Darstellung der Abh ngigkeiten der Maximalwerte des Stromes is 2 22 174 A 11 Simulierter Verlauf des Einschaltens eines 10 kV IGCTs mit modifiziertem Snubber 175 Tabellenverzeichnis 2 1 Nennspanungen und Nennstr me von abschaltbaren Mittelspannungshalbleitern Stand Juli 2006 5 2 2 Spannungsanforderungen an IGCTs und Dioden 2 2 2 nn nn 12 2 3 Anzahl der Leistungshalbleiter in der Reihenschaltung pro Schalterposition 13 2 4 Komponentenanzahl im Leistungsteil und Zuverl ssigkeiten 0 15 4 1 Auslegung des Messwiderstandes Rym f r verschiedene zu erwartende Blockierstr me Jpp 100 5 1 bersicht der getesteten asymmetrischen 10 KV IGCTs ooo 112 5 2 bersicht der getesteten asymmetrischen 10 kV IGCTs mit extrahierten Parametern 123 5 3 bersicht der getesteten r ckw rtsleitenden 10kV IGCTs der ersten Entwurfsstufe 132 5 4 bersicht der getesteten r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs der zweiten Entwurfsstufe 132 xvi TABELLENVERZEICHNIS Symbolverzeichnis Verwendete Symbole F r Str me und Spannungen werden hier alle Formelzeichen in Grossbuchstben gegeben Zeitver nderliche Str me und Spannungen werden durch kleine Buchstaben U J gekennzeichnet ESi Qnpn Qpn
68. 0 7 Or 0 0 5 10 15 20 t us 0 5 10 15 20 t us c IL231 03 verschiedene Zwischenkreisspannungen d IL231 31 verschiedene Zwischenkreisspannungen Abbildung 5 13 Vergleich der Schaltverl ufe von IL231 03 und IL231 31 bei einer konstanten Zwischenkreis spannung von Upc 6 8kV und bei verschiedenen Schalterstr men I 200 800A a IL231 03 und b IL231 31 sowie bei Zwischenkreisspannungen Upc 4 7kV und einem abzuschaltenden Strom von Is 800A c IL231 03 und d IL231 31 alle Messungen bei einer Sperrschichttemperatur 7 85 C La 13 6 uH Ra 2 3Q Ca 1 uF 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 125 Eos J rn 500 60 4000 209 300 Is A 4000 gg 300 Is A a IL231 03 b IL231 31 Abbildung 5 14 Darstellung der Ausschaltverluste von a IL231 03 und b IL231 31 im gesamten Arbeitsbe reich bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6 8kV und Str men I 200 800 A und einer Sperrschichttemperatur 7 85 C La 13 6 uH Roy 2 392 Cc 1 uF 126 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 1 2 5 Einschaltverhalten F r die Messung des Einschaltverhaltens am IGCT IL231 31 wird die Schaltung nach Abbildung 5 2 a um RC Glieder mit Rpp 12 und Cpr 0 5uF zur dynamischen Symmetrierung der Reihenschaltung der Freilaufdioden erg nzt da diese beim Einschalten des IGCTs nun abschalten m ssen Die Messungen zeigen einen starken E
69. 1 w cos w tp tan w tp Er A 52 1 me arctan A 53 F r diese Nullstelle gilt tp lt 0 das Ergebnis ist so nicht sinnvoll Der Zusammenhang in A 48 hat die Form asin x cos x asin x sin x 4 und ist somit periodisch mit der Periode 7 Die auf der Zeitachse folgende Nullstelle von A 48 ist somit 1 tp 7 arctan A 54 Wy und mit arctan z arctan r erh lt man 1 tp r _ arctan A 55 Wy Die Abbildung A 4 zeigt den simulierten Verlauf der Spannungen ber dem Clampkondensator ucc und dem IGCT us sowie die Str me durch Clampdiode ipc und IGCT is Die schaltenden Elemente werden ideal angenommen die Streuinduktivit t Lo wird vernachl ssigbar klein angenommen Der Clamp wird dimensioniert mit Lco 13 6 uH Co 4uF und Rc 2 3 Q bei einer Zwischenkreis spannung von Upc 6 8 kV und einem Laststrom J 1kA Es ergibt sich eine Zeit tmax 9 3 us bis zum Auftreten der maximalen Spannungs berh hung von Aucc 1110 V Die Clampdiode schaltet nach einer Zeit von tp 16 us ab A 3 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT IN REIHE GESCHALTETEN DIODEN 167 0 10 20 30 40 50 60 70 t us Abbildung A 4 Simulierter Verlauf der Spannungen ug und ucc sowie der Str me ig und ipc beim Ausschal ten des IGCTs Upc 6 8kV IL 1kA La 13 6 uH Ra 2 30 Ca 4uF A 3 Einschalten des IGCTs mit in Reihe geschalteten Dioden In Stromrichteranwendungen k nne
70. 10 1000 Us kV Is A 1 5 750 5 4 500 2 5 4 250 0 0 0 5 10 15 20 t us a Schaltverlauf b T 85 C Abbildung 5 11 IL231 49 Ausschaltverhalten a Verlauf der Spannung Us ber dem IGCT und dem Schal terstrom Ig sowie b Zeitverlauf der Momentanleistung und der Ausschaltverluste bei einer Sperrschichttem peratur von T 85 C dem schnell schaltenden IL231 03 liegt die Zeit in der der Strom vom Nennwert zu Null wird bei tomi 12us bei Upc 4kV und verringert sich bis zu tor Sus bei Upc 7kV Die An stiegsgeschwindigkeit der Spannung im Ausschaltvorgang liegt bei du dt 5 2kV us Die Durch lassspannung von IL231 03 liegt nach Tabelle 5 1 bei Ur 5 62V F r das langsamer schalten den Bauelement IL231 31 liegt die Zeit in der der Strom abgeschaltet wird bei tog 20 us f r Upc 4kV und tog 8us bei Upc 7kV Die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung ist mit du dt 3 8kV us geringer als bei IL231 03 Der l nger flie ende Tailstrom liefert einen hohen Beitrag zu den Ausschaltverlusten da der IGCT w hrend des noch flie enden Tailstromes bereits Blockierspannung bernimmt Die Durchlassspannung von IL231 31 liegt bei Up 3 05 V Der in der Abbildung 5 14 dargestellte Vergleich der Ausschaltverluste des schnell schaltenden IL231 03 und des langsam schaltenden IL231 31 zeigt dass das schnell schaltende Bauelement im gesamten dargestellten Arbeitsbereich geringere Schaltverluste als IL231 31 aufweist Wie bereits
71. 10kV IGCTs mit einer Reihenschaltung von 4 5 kV oder 5 5 kV IGCTs pro Schalterposition verglichen F r Stromrichterleistungen von S lt 5 5 MVA kann ein einzelner 3L NPC Wechselrichter mit 10 kV IGCTs Dioden mit einem Wechselrichter mit 14 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER 10 kV IGCT Design 0 4 Upe 3 16 KV ideale Reihenschaltung von 2 Eorr J cm zwei 5 5 kV IGCTs 03 Upc 5 16 kV sinkende Ladungstr ger 0 2 lebensdauer 0 1 5 5 kV IGCT Design 0 Upc 2 58 kV 0 2 4 6 8 Ur V Abbildung 2 6 Technologiekurve f r die ideale Reihenschaltung von 5 5 KV IGCTs und einem 10 kV IGCTs 7 117 C Stromdichte J 20A cm7 Bernet et al 2002 in Reihe geschalteten 5 5 k V IGCTs Dioden verglichen werden In diesem Fall haben die in Reihe ge schalteten 5 5 KV IGCTs Dioden eine deutlich geringere installierte Siliziumfl che pro Bauelement als die 10 kV IGCTs Es wird allerdings f r den 3L NPC mit Reihenschaltung von 5 5 kV IGCTs die doppelte Anzahl von Leistungshalbleitern Ansteuerschaltungen und K hlk rpern ben tigt Hin zu kommen die Bauelemente f r die statische und dynamische Symmetrierung der Leistungshalb leiter in der Reihenschaltung Verwendet man 10 kV Bauelemente im Leistungsteil so kann in dieser Leistungsklasse die Anzahl der Komponenten auf 29 der Komponentenanzahl eines vergleichbaren Wechselrichters mit in Reihe geschalteten 5 5 k V Bauelementen reduziert werden Es ist offensic
72. 2 1117 Bernet 2004 Bernet S State of the art and Trends of High Voltage Power Devices and Medium Voltage Converters for Industry and Transportation In Proc of 5th Industrial Workshop Future Of Electronic Power Devices Salina Italien IEEE FEPPCON Bernet 2005 Bernet S State of the Art and Developments of Medium Voltage Converters An Overview In PELINCEC Conference Record Warsaw University Of Technology Institute of Control and Industrial Electronics Bernet et al 2002 Bernet S Apeldoorn O und Steimer P Technologische Entwicklungen und Applikationen von IGCTs In ETG Fachbericht 40 Bauelement der Leistungselektronik und deren Anwendung Seiten 143 154 Bad Nauheim VDE Bernet et al 2003a Bernet S Carroll E Streit P Apeldoorn O Steimer P und Tschirley S Design and Characteristics of 10 kV IGCTs In Proceedings of the European Power Electronics and Applications Conference EPE Toulouse 180 LITERATURVERZEICHNIS Bernet et al 2003b Bernet S Carroll E Streit P Apeldoorn O Steimer P und Tschirley S Design Test And Characteristics of 10 KV IGCTs Blaabjerg et al 1996 Blaabjerg F Pedersen J Sigur nsson S und Elkj r A An extended mo del of power losses in hard switched igbt inverters In JAS Annual Meeting Conference Record Volume 3 Seiten 1454 1463 San Diego IEEE Cailin und Yong 2004 Cailin W und Yong G Characteristics and Analysis of Transpar
73. 2 2 Mittelspannungs IGBTs und IGCTs und deren Anwendungen 2 2 1 22 2 Topologien von Mittelspannungsstromrichtern AUWERUNDEEN suss a Gone Sew we eee are bare ee ee s 2 3 Eigenschaften von IGBTs und IGCTs aus Anwendersicht 2 4 Motivation f r die Entwicklung von 10 kV IGCTs 2 222222 2 4 1 2 4 2 2 4 3 Spannungsanforderungen anIGCTs 2 2 2 2 Cm nn Verlustbetrachtungen Komponentenzahl und Zuverl ssigkeit Das Potenzial von 10 kV IGCTs und Dioden 2 2 2222 3 Aufbau und Funktion von IGCTs 3 1 Funktionsweise von Bauelementen mit Thyristorstruktur 9 2 Gate Turn Off Thyristor s sos ag sade a a what 3 2 1 3 2 2 3 2 3 3 2 4 3 23 3 2 6 Struktureller Aufbau von Gate Turn Off Thyristoren Einschalten ds GTO c g aig u 8 a Eu ao RE RS e D rchlassverh llen ee age 20 22 52 2 0 San ser ES RR SX Bloekiervennallen as 60 60 Ge 1 e Lea es hans hr Ausschalten ces GTO x zu 2 0 hee zei Les SEGRE DEE En Harte Ansteuerung von GTOs 2 22 12 sw ade 44556554558 3 3 Aufbau und Eigenschaften you IGCTs 4 ee Er xi XV xvii Vili 4 INHALTS VERZEICHNIS 3 1 EUBKNONSpEINZIP s s r oo ioa Ske ac Bee ae ae ee God 30 3 3 2 Realisierung einer niederinduktiven Ansteuerung 32 3 3 3 Modifikationen am Wafer des IGCT o oo 34 3 3 4 R ckw rtsleitende IGCTs Integration der antiparallelen Diode
74. 22 Die Kommutierung ist mit der Annahme einer idealen Diode ohne R ckstromspitze nach der Zeit Lo fea te 3 23 ae ae abgeschlossen Anforderungen an Schaltverluste in der Diode oder Begrenzung von Riickstromspit zen k nnen dar berhinaus gr ere Werte f r die Clamp Induktivit t erforderlich machen so dass der Zusammenhang aus 3 20 den Minimalwert f r die Clamp Induktivit t angibt 3 7 2 2 Dimensionierung von Clamp Widerstand und Clamp Kondensator Clamp Widerstand Rc und Clamp Kondensator Cc werden bei bereits festgelegter Clamp Induktivit t Lc unter Beachtung des Verhaltens beim Ausschalten des IGCTs dimensioniert In Abschnitt A 2 wird die durch die Entmagnetisierung der Clamp Induktivit t Lc auftretende ber spannung Aucc w hrend des Ausschaltvorganges hergeleitet zu Aucca ucc t Upc e sin wt 3 24 w Cc Hierin sind i 6 wi 4 w 6 wo 3 25 2RaCa j SaGa Man errechnet die Zeit tmax zu der diese berh hung maximal wird mit 1 Wy tax arctan 3 26 Wy und entsprechend den Maximalwert der Spannungs berh hung zu I t Aucc max2 eM ein 327 w Cc Die Zeit tp nach der die Clamp Induktivit t entmagnetisiert ist also die Clamp Diode abschaltet wird gem Abschnitt A 2 errechnet zu 1 Wy tp T x arctan 3 28 In Abschnitt A 2 werden die Verl ufe von Str men und Spannungen des IGCTs sowie des Clamp Kondensators dur
75. 3 Strommesswiderst nde und Stromwandler Zur Erfassung transienter Str me existieren verschiedene Stromwandler Unterschiede bestehen in der Art der Erfassung der Str me und hieraus resultierend in der erzielten Bandbreite des erfassba ren Signals Stromwandler arbeiten ohne eine galvanische Verbindung w hrend ein Messwiderstand immer vom zu erfassenden Strom durchflossen wird In Messwiderst nden Shunts erzeugt der zu erfassende Strom einen Spannungsabfall der mittels eines Oszilloskopes gemessen wird Der Spannungsabfall u an einem Messwiderstand Ry besteht aus einer gew nschten ohmschen und einer st renden induktiven Komponente und berechnet sich zu di t dt um t i t Ry L 4 3 Die Forderung nach Minimierung der Induktivit t des Messwiderstands f hrt unter anderem zur Bau form des koaxialen Messwiderstandes Lappe und Fischer 1993 wie in Abbildung 4 7 a dargestellt Die erreichbare analoge Bandbreite liegt im Bereich von 100 MHz Da der Widerstand selbst Teil der Testschaltung ist kann der Strom nur an einem dem Erdpotenzial nahen Punkt gemessen werden Zur Messung des Stromes an einem anderen Punkt muss ein isolierender Messverst rker in den Signalpfad integriert werden F r die Messungen der Str me bei der Charakterisierung der 10 kKV IGCTs werden koaxiale Messwiderst nde mit einem Widerstandswert von 1 m und einer Spitzenstrombelastbarkeit von 100 kA verwendet Zirrgiebel ISM100 Die Messung erfolgt ausschlie
76. 6 ABB GTO Book 3 2 1 Struktureller Aufbau von Gate Turn Off Thyristoren Der prinzipielle Aufbau des GTOs entspricht dem eines Thyristors Ein Merkmal der GTO Technologie ist die sehr feine Strukturierung der Kathodenanschl sse wie sie in Abbildung 3 4 dargestellt ist So verh lt sich der gesamte GTO wie eine Parallelschaltung von vielen einzelnen GTO Zellen mit kleiner lateraler Ausdehnung Ein 91 mm GTO Wafer besteht aus bis zu 3000 einzelnen Kathodensegmen ten die mit einem gemeinsamen Steueranschluss angesteuert werden ABB GTO Book Der Mechanismus des Einschaltens eines GTOs entspricht weitgehend dem des Thyristors Durch die feine Strukturierung und damit die deutlich vergr erte L nge des Gaterandes wird ein besserer Durchgriff des Gates erreicht K rzere laterale Strompfade erm glichen eine verbesserte Ausbrei tung des Ladungstr gerplasmas beim Einschalten Beim Ausschalten des GTO mit einem negati ven Gatestrom wird der flie ende Anodenstrom unterhalb der Kathode eingeschn rt bevor der GTO abschaltet Diese Geschwindigkeit der Stromeinschn rung auch Filamentierung ist abh ngig von 22 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Abbildung 3 4 Verschiedene GTO Wafer mit feinstrukturierter Gate Kathodenstruktur der lateralen Ausdehnung der Kathodenfinger und wird durch die feine Strukturierung positiv beein flusst Wolley 1966 Die Realisierung der hochfeinen Strukturen wurden erst durch die technologischen Fortsc
77. 68 8 Lutz 2006 Lutz J Halbleiter Leistungsbauelemente Springer Verlag Bberlin ISBN 3 540 342206 0 Merziger und Wirth 1991 Merziger G und Wirth T Repititorium der Ingenieursmathematik Ver lag Feldmann Hannover 1 Auflage ISBN 3 923 923 33 3 Mohan et al 1995 Mohan N Undeland T M und Robbins W P Power Electronics Conver ters Applications and Design Jon Wiley amp Sons Inc 2 Auflage Paul 1977 Paul R Transistoren und Thyristoren Dr Alfred H ttig Verlag Heidelberg ISBN 3 7785 0428 2 Porst 1979 Porst A Bipolare Halbleiter H thig und Pflaum Verlag M nchen Heidelberg 2 Auf lage ISBN 3 8101 0051 X Schr der 2006 Schr der D Leistungselektronische Bauelemente Springer Verlag Berlin ISBN 3 540 28728 0 Siedersleben 2002 Siedersleben J Softwaretechnik Praxiswissen fiir Softwareingenieure Hanser Fachbuchverlag ISBN 3 4462 1843 2 Stearns und Hush 1994 Stearns S D und Hush D R Digitale Verarbeitung analoger Signale R Oldenbourg Verlag Miinchen 6 Auflage ISBN 3 486 22027 6 Thaller 1997 Thaller G E Der individuelle Software Prozess bhv Verlags GmbH ISBN 3 89360 957 1 Tursky et al 2001 Tursky C Gordon R und Cowie S Test System Design A Systematic Ap proach Prentice Hall PTR Upper Saddle River NJ 07458 ISBN 0 13 027260 4 Weinberg 1994 Weinberg G M Systemdenken und Softwarequalit t Carl Hanser Verlag M n chen
78. 76 kann die Gleichung A 75 umgeschrieben werden zu d irpr 2 m irpe wi oirvs 0 A 77 dt dt In diesem Fall ist m lt wy es liegt der Fall einer ged mpften Schwingung vor Die L sung f r den Strom is ist U ig i DC erimt sin wyt A 78 wmbo Die Kreisfrequenz wm wird berechnet mit wr Wio On A 79 Die Zeit tm maz zu der is maximal wird wird berechnet wie in Gleichung A 72 mit 1 WI Himes arctan A 80 WT Om Einsetzen von t tq maz in Gleichung A 78 liefert den zweiten Maximalwert des Stromes ig max in Intervall IH _ m m w DO a sin arctan wale Mm ig max i tL A 81 A 3 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT IN REIHE GESCHALTETEN DIODEN 173 Intervall IV Die ged mpfte Schwingung die in Intervall III begann wird kurz nach Erreichen des Maximalwertes noch st rker bed mpft Wird der Spannungsabfall urc ber der Clampinduktivi t t La zu Null so wird die Clampdiode Dc in Vorw rtsrichtung betrieben Der Clampkondensator ist nun wie im Ersatzschaltbild in Abbildung A 9 a dargestellt parallel mit dem Snubber der Frei laufdiode verbunden Der Clampkondensator wird wieder auf den Wert der Zwischenkreisspannung aufgeladen U kV 1 kA 0 5 10 15 t l us a Ersatzschaltbild b Simulierter Verlauf Abbildung A 9 Intervall IV die Clampdiode beginnt zu leiten Der Zeitpunkt t3 zudem die Spannung urc den Wert Null erreicht w
79. APITEL 6 ZUSAMMENFASSUNG Anhang A Analytische Berechnungen Der folgende Abschnitt behandelt die analytische Beschreibung der Vorg nge im Betrieb der Test schaltung Der Abschnitt A 1 beschreibt das Verhalten beim Einschalten des IGCTs mit einer Clamp beschaltung Abschnitt A 2 den Ausschaltvorgang Die Beschreibungen werden zur Dimensionierung der Clampbeschaltung in den Abschnitten 5 1 und 5 2 herangezogen Der Abschnitt A 3 beschreibt das Verhalten beim Einschalten eines IGCTs bei der Verwendung von in Reihe geschalteten Dioden f r Clamp und Freilaufdiode Hiermit wird der Einflu der dynamischen Symmetrierung der Reihenschaltung von Clampdioden beschrieben siehe Abschnitt 5 1 2 5 Ausge hend hiervon wird eine alternative Dimensionierung der Symmetrierungsbeschaltung angegeben F r die analytischen Berechnungen gelte das Ersatzschaltbild nach Abbildung A 1 F r die Berech nungen werden die beteiligten Schalter als ideal angenommen e Die Durchlassspannungen sind Up 0 f r die Dioden und Ur 0 f r den IGCT e Die Diode erzeugt keine R ckstromspitze e Die Zwischenkreisspannung Upc wird als konstant angenommen ebenso der Laststrom 1r A 1 Einschalten des IGCTs mit Clampbeschaltung Vor dem Einschalten des IGCTs befindet sich die Schaltung im Freilauf der Laststrom Jy flie t durch die Freilaufdiode D Der Wert der Clampinduktivit t wird so ausgelegt dass der Stromgradient der abkommutierenden Freilaufdiode begrenzt wir
80. Abbildung 5 29 IL320 29 Auswertung der Ausschaltverl ufe bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6kV und einer Sperrschichttemperatur von 7 125 C a Ausschalteverluste Fog b Spitzenwert der Momentanleistung Pmax c maximale Blockierspannung Umax und d Spannungsanstiegsgeschwindig keit du dt 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 141 Abbildung 5 30 zeigt dass die Schaltverluste nahezu proportional mit der Sperrschichttemperatur zunehmen Bei Sperrschichttemperatur von 7 125 C und einer Zwischenkreisspannung Upc 4 kV liegen die Schaltverluste bei Fog 5J bei Upc 6kV fallen Eog 6 2J an i 1 T 50 Eon J 1 85 200 250 300 350 400 450 500 550 IL A 200 250 300 350 400 450 500 550 IL A a Upc 4kV b Upc 6kV Abbildung 5 30 IL320 29 Ausschaltverluste bei den Zwischenkreisspannungen a Upc 4kV und b Upc 6kV bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen T 25 kV 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Ca 0 5 uF Ran 1 Q Csn 0 625 uF 142 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 2 2 3 Einschalten des IGCT Teils Das Einschalten des IGCT Teils von IL320 29 wird in der Abbildung 5 31 f r verschiedene Tempe raturen und Zwischenkreisspannungen f r das Einschalten eines Stromes von Is 650 A dargestellt Der Anstieg des Stromes wird durch die Clamp Induktivit t begrenzt und ist mit di dt Upc La
81. Ableitung der Testschaltung aus einem Zweipunktspannungswechselrichter Tiefsetzsteller zur Charakterisierung des Schaltverhaltens 2 2 2 22 Durchbruch der Freilaufdiode bei leitendem IGCT 2 2222 22m Verl ufe bei versagendem IGCT im Moment des Ausschaltens 2 222222 Messung des Gate Stromes am 91mm IGCT 2 2 CC Eon Messung des Gate Stromes am 68mm 10 kV IGCT 2 2 2 2 2 Cm nennen Messung des Durchlassverhaltens in der Tiefsetzstellerschaltung Foto eines Prototypen von asymmetrischen 10 kV IGCTs mit 68mm Wafer Testschaltung und gemessener Signalverlauf 22 2 Cum nn Simuliertes Verhalten im Kurzschlussfalle 2 2222 2 Coon n nn Spannverband f r die Charakterisierung der 10 kV IGCTs 2 2 222 222 Definition der aus den Ausschaltvorg ngen extrahierten Parameter Fog du dt und tof 1L231 31 Blockierstomverlauf des getesteten Wafers 222 2 Common Blockierstr me von IL231 31 und IL231 09 2 2 Common e Blockierstrommessung verschiedener 10 KV IGCTs 222 22m nennen IL231 09 Ausschaltverhalten gt lt vra 2 Common nen 1L231 09 Ausschaltverluste 2222222 Co oo onen 11 231 49 Ausschaltverhaltem 4 2 4 0 2 amp 0 8 0 5 Boa non lea neu Ausschaltverluste als Funktion des abgeschalteten Stromes Jj 85 C Vergleich der Schaltverl ufe von IL231 03 und IL231 31 2 22 nommen Darstellung der Ausschalteverluste von IL231 03 u
82. Ausschalten so bestimmt dass kein Abrei en des Diodenstromes snap off auftritt Carroll et al 1997 3 3 5 R ckw rtssperrende IGCTs F r die Anwendung in stromgef hrten Umrichtern oder in Wechselspannungsnetzschaltern werden symmetrisch sperrende Leistungshalbleiter ben tigt Thyristoren und GTOs k nnen als symmetri sche Bauteile mit zwei blockierenden pn berg ngen auf einem Wafer realisiert werden Mitsubis hi GCU15A 130 Allerdings kann in diesen symmetrischen Strukturen keine Buffer Layer Technik verwendet werden somit wird ein relativ dicker Wafer ben tigt mit dem hohe dynamische Verluste verbunden sind Weber et al 2000 F r hohe Spannungen und h here Schaltfrequenzen ist die Kom bination eines asymmetrischen Leistungshalbleiterschalters mit einer in Reihe geschalteten Diode sinnvoll Da der GCT wie in Abschnitt 3 2 4 beschrieben in R ckw rtsrichtung nur eine Sperrspan nung von etwa 20 V bernehmen kann muss der pn bergang der in Reihe geschalteten Leistungsdi ode die Sperrspannung bernehmen Die naheliegende Reihenschaltung eines asymmetrischen GCTs und einer Diode jeweils im eigenen Geh use ist m glich und wird bei sehr hohen Leistungen einge setzt um beide Bauelemente von beiden Seiten k hlen zu k nnen Eine sinnvolle L sung ist die Integration der in Reihe geschalteten Diode mit dem GCT in einem Geh use zu einem r ckw rtssperrenden GCT reverse blocking GCT Die Abbildung 3 22 zeigt die Integration
83. Cp von 0 2 5uF hat nur geringen Einfluss Die Erh hung von Rp hat die selbe Wirkung auf das Maximum ig max 1 da in der Gleichung A 60 die Summen der Widerst nde Rp und Rpc sowie der Kapazit ten Cpt und C pc zur L sung herangezogen werden A 3 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT IN REIHE GESCHALTETEN DIODEN 175 In Intervall III wird ts max m durch die Wahl von Rpr und Cp beeinflusst wie in Abbildung A 10 b dargestellt wird Es ist ersichtlich dass ein vergr ern von Cpr bei kleinen Widerstandswerten Rpf einen h heren maximalwert bewirkt als bei h heren Werten von Rpt Basierend auf den oben angef hrten Berechnungen kann das erste Maximum im Stromverlauf von is durch eine Vergr erung des Widerstandswertes Ropc verringert werden Mit der Dimensionierung von Rpa 109 f r jeden der Symmetrierungswiderst nde kann in Abbildung A 11 a dargestell ten Simulation der Teilstrom A der das Maximum ig max erzeugt nahezu unterdr ckt werden Die Freilaufdiode schaltet mit dem durch die Clampinduktivit t eingestellten di dt aus Die Clampdioden werden im Einschaltmoment in Sperrrichtung betrieben m ssen aber keinen Strom abschalten da der Clamp zu diesem Zeitpunkt entmagnetisiert ist Das zweite Maximum des Schalterstromes ist davon unbeeinflusst Allerdings tr gt dieses Maximum iS max m im Gegensatz zu dem Maximum ig max nicht zu den Schaltverlusten bei Die Spannung ber dem IGCT ist bereits zu Null geworden wenn der Strom 7g
84. D FUNKTION VON IGCTS Abbildung 3 37 Regenerative Versorgung der Ansteuerschaltung aus den Beschaltungsnetzwerken Holtz und R sner 1999 3 7 Auslegung der Einschaltentlastung Wie in Abschnitt 3 4 2 beschrieben wird beim Einschalten eines IGCTs eine Einschaltentlastung auch Clamp Beschaltung oder Turn On Snubber ben tigt um die abkommutierende Diode im zu l ssigen Arbeitsbereich auszuschalten In Stromrichtern wird das Abschalten einer Diode durch das Einschalten eines IGCTs erzwungen Der zul ssige Betrag des Stromgradienten di dt einer ausschaltenden Diode liegt blicherweise unterhalb dem des einschaltenden IGCTs der ja gem Abschnitt 3 4 2 mit hohen Anstiegsgeschwindigkei ten hart eingeschaltet werden kann Ein zu hoher Gradient di dt einer abschaltenden Diode kann in Schaltungen mit induktiven Anteilen zu hohen Spannungen ber der ausschaltenden Diode f hren die diese zerst ren k nnen Mohan et al 1995 Abschnitt 20 5 IGCT Stromrichter verwenden entweder eine Clamp Beschaltung f r alle drei Phasen oder je eine Clamp Beschaltung pro Phase wodurch modulare Phasenbausteine aufgebaut werden k nnen Steimer et al 2005 Die Schaltung in Abbildung 3 38 zeigt einen Kommutierungskreis einer Phase eines Spannungswech selrichters mit Einschaltentlastung Clamp Beschaltung 3 7 1 Funktionsweise Die Clamp Induktivit t Zc begrenzt den Stromanstieg beim Einschalten des IGCTs und somit die Stromabfallgeschw
85. Die Tabelle 5 1 zeigt die Durchlassspannungen Ur und die Blockierstr me der getes teten 10 kV IGCTs Die angegebenen Werte entstammen den statischen Tests der IGCT Wafer die w hrend des Herstellungsprozesses durchgef hrt werden Tabelle 5 1 bersicht der getesteten asymmetrischen 10 kV IGCTs Streit und Carroll 2002 Tschirley 2004 Bauelement Durchlassspannung Blockierstrom Ur bei Ir 1 6kA TIpr bei Upc T 126 C 4 5kV 7 125 C IL231 03 5 62 V 11 8 mA IL231 09 2 98 V 13 8 mA 23131 3 05 V L231 48 2 93 IL231 49 6 16 V 13 6 mA IL231 16 6 75 V 13 2mA Das Ziel dieser ersten Messungen an 10 kV IGCTs ist es das Blockierverhalten tiber den spezifi zierten Temperaturbereich 7 25 125 C zu verifizieren und den sicheren Arbeitsbereich beim Ausschalten fiir den gesamten Temperaturbereich zu ermitteln 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 113 5 1 1 Testschaltungen 5 1 1 1 Blockierstrommessung Die Schaltung der zur Messung des Blockierstromes durch den blockierenden IGCT ist in Abschnitt 4 5 1 auf Seite 97 angegeben Die Messungen werden nach dem dort beschriebenen Verfahren bei DC Blockierspannungen bis zu Upc 7kV durchgef hrt Mit einem Schutzwiderstand Rs 100kQ wird ein m glicherweise flie ender Kurzschlussstrom im Fehlerfalle begrenzt auf I 700 mA Da dieser Strom x am Messwiderstand Rj einen Spannungsabfall erzeugt wird der Eingang des Oszilloskopes mit einer schnellen Transil Diode mit
86. Durch Protonenbestrahlung wird ein lokales Profil der Ladungstr gerlebensdauer ein gestellt Diese Bestrahlung bringt mehr Rekombinationszentren ein so dass die Ausschaltverluste verringert werden k nnen Der Preis hierf r sind mit der steigenden Vorw rtsspannung Ur steigende Durchlassverluste wie bereits in Abschnitt 3 2 5 beschrieben wird Die Schaltverluste k nnen um bis zu 20 gegen ber dem Standardentwurf verringert werden Stiasny et al 2001 Andererseits kann die Bestrahlung das Verhalten auch hin zu geringen Durchlassverlusten optimieren In der Abbildung 3 32 a sind die Ergebnisse dreier Optimierungen mit ihrer Technologiekurve dargestellt Die Verringerung der Ladungstr gerlebensdauer in der n Basis senkt die Ausschaltverluste Mit ei nem schnelleren Ausr umen der Ladungstr ger wird die Raumladungszone schneller aufgebaut der Spannunganstieg geschieht schneller und verk rzt damit auch die Phase des fliessenden Schweifstro mes in der die Ladungstr ger durch die Anodenspannung ausger umt werden Stiasny et al 2001 Die Abbildung 3 32 b zeigt Ausschaltverl ufe von verschieden optimierten IGCTs Die Bauteile mit der durch eine lokale Einstellung reduzierten Ladungstr gerlebensdauer SSHY 35L4511 zeigen den verringerten Schweifstrom sowie einen schnelleren Anstieg der Blockierspannung Die experimentellen Untersuchungen von 10 kV IGCTs in Kapitel 5 zeigt die Resultate der verschie denen Bestrahlungen auch f r dieses Bautei
87. Durchf hrung und Auswertung der Messungen f hrt zum Entwurf einer Betriebs software die in verschiedenen Leistungshalbleiter Testsystemen einsetzbar ist Der Entwurf und die Realisierung der Betriebssoftware wird in Abschnitt 4 4 beschrieben Die f r die Charakterisierung der 10 kV IGCTs verwendeten Testschaltungen werden in Abschnitt 4 5 beschrieben Die Charakterisierung der 10 kV IGCTs ist Gegenstand von Kapitel 5 F r die Charakterisierung standen Prototypen von asymmetrischen und r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs zur Verf gung Die se Baulemente werden hinsichtlich ihres Blockierverhaltens des Ein und des Ausschaltverhaltens charakterisiert Im Falle der r ckw rtsleitenden IGCTs wird das Ausschaltverhalten der integrierten 10 kV Diode untersucht Der Vergleich verschiedener asymmetrischer IGCTs hinsichtlich ihrer Aus schaltverluste erlaubt die Zuordnung zu verschiedenen Anwendungsbereichen Die messtechnischen Untersuchungen der in die r ckw rtsleitenden IGCTs integrierten Diode zeigen dass die Herstellung einer 10 kV Diode m glich ist Eine Zusammenfassung der Ergebnisse wird in Kapitel 6 gegeben Im Anhang A werden die analyti schen Berechnungen des Ausschaltvorganges eines IGCTs mit einer Einschaltentlastung Clamp Be schaltung sowie die Beschreibung der Verl ufe beim Einschalten von IGCTs in Schaltungen mit in Reihe geschalteten Dioden angegeben Kapitel 2 Leistungshalbleiter f r Mittelspannungsstromrichter Dieses Kap
88. Gatestrom auf vier Kontaktierungslaschen verteilt bei der Messung an einem Gate Kontakt ist der gemessene Strom mit dem Faktor vier zu gewichten Bei der Messung an IGCTs mit dieser Gate Anschlussform sind die Modifikationen reversibel da die Distanzst cke leicht entfernt werden k nnen Die Abbildung 4 26 b zeigt die Messung des Gatestro mes w hrend des Ausschaltvorganges eines 10 kV IGCTs 6 x U KV ng Halbleiterpresse GL I KA nr q eas ae i z al er A i is aa d al f E CS J Kame s 2 a Re ie 10 u I f 1L GK s gt obeas 7 0 5 10 15 20 25 t us a Messaufbau zur Messung des Gate Stromes b Gate Strommessung Abbildung 4 26 Messung des Gate Stromes am 68mm 10 kV IGCT a Messaufbau zur Messung des Gate stromes b Verl ufe der gemessenen Signale w hrend des Ausschaltvorganges Upc 5000V IL 650A T 85 C Schaltung mit du dt Snubber mit Rgn 10 Osn 0 625 Q 4 5 TESTSCHALTUNGEN 109 4 5 3 Messung des Durchlassverhaltens Zur Charakterisierung des Durchlassverhaltens wird die Durchlassspannung Ur des zu testenden IGCTs bei veschiedenen Laststr men gemessen Die f r IGCTs zul ssigen hohen Abschaltstr me k nnen f r die Messung der Durchlassspannung nicht kontinuierlich flie en Zur Anwendung k n nen also nur Verfahren kommen die mit Einzelpulsen arbeiten Lappe und Fischer 1993 Mit der in Abschnitt 4 5 2 vorgestellten Schaltung kann die Durchlas
89. IGCTs an die Spannungsfestigkeit von IGCTs an einem Gleichspannungszwischenkreis dargestellt UDc max z15s bei Tj wa i kontinuierlich bei T 1 1 j max Abbildung 2 5 Spannungsdefinitionen f r IGCTs Bernet et al 2003a Die Leistungshalbleiter werden f r eine Nennspannung Upc nom dimensioniert bei der die Zuverl s sigkeit mit einer Ausfallrate von 100 FIT siehe hierzu auch Abschnitt 3 4 6 und eine kontinuierliche 12 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER Tabelle 2 2 Spannungsanforderungen an IGCTs und Dioden in einem Dreipunkt Spannungswechselrichter bei einem IGCT pro Schalterposition Bernet et al 2003a Nominale RMS Nennspannung Maximal Periodische Phasenspannung 1 15 Upms spannung dynamische 3L NPC VSC 1 33 Upms f r maximale Blockierspannung Urus kV Unc nom kV Ones max kV Uprm UrrM kV Die Spannungen entsprechen der halben Zwischenkreisspannung in einem 3L NPC VSC DC Stabilit t gew hrleistet werden Bei einem Dreipunkt Spannungswechselrichter 3L NPC VSC entspricht diese Spannung der halben Spannung im Zwischenkreis des Stromrichters Hierbei wird f r die nominale DC Spannung Upc nom netzseitig eine dauerhaft um 15 erh hte Phasenspannung Urms zugelassen Die maximale station re Leistungshalbleiterspannung Upc max gibt die Grenze des sicheren Arbeitsbereiches SOA sowie die kurzzeitige DC Stabilit t an Der Leistungshalbleiter kann bei maximaler Sp
90. ION VON IGCTS oo o o 0 s oo 0o 0 0o Us a Normaler Aufbau b Streuinduktivit t erh ht um Lo 500 nH Abbildung 3 41 Ausschaltverl ufe eines IGCT bei einer Zwischenkreisspannung von Upc kV und einem abgeschalteten Strom von Zs 600A a b 3 8 Design von 10 kV IGCTs 3 8 1 Designanforderungen Aus den Spannungsanforderungen f r IGCTs wie in der Tabelle 2 2 und der Abbildung 2 5 darge stellt ergibt sich f r 10 kV IGCTs die Forderung eine langzeitstabile Ausfallrate von 100 FIT bei einer nominalen DC Spannung von Upc nom 9 9kV zu realisieren Die nominale DC Spannung Upcnom am IGCT entspricht der zul ssigen berspannung von 15 im 7 2 kV Netz die sich im Dreipunkt Spannungswechselrichter auf zwei in Reihe geschaltete Zwischenkreiskondensatoren auf teilt 1 pc nom z Vin RMS Jf2 1 15 3 30 Die maximale DC Spannung entspricht einer kurzzeitigen Spannungs berh hung um 33 im 7 2 kV Netz und begrenzt mit Upc max 6 8kV den geforderten sicheren Arbeitsbereich SOA Safe Operating Area des 10 kV IGCTs Ein 10 kV IGCT muss bei maximaler Sperrschichttemperatur von 7 125 C f r eine Zeit von 15s bei dieser Spannung arbeiten k nnen ohne zu versagen Die maximale wiederholt anlegbare Vorw rtsblockierspannung Uprm wird zur Beherrschung der tran sienten Vorg nge im Stromrichter mit Uprm 10kV angesetzt siehe Abbildung 2 5 in Abschnitt 2 4 1 Weitere Anforderungen bezi
91. LEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER 2 2 Mittelspannungs IGBTs und IGCTs und deren Anwendun gen 2 2 1 Topologien von Mittelspannungsstromrichtern Die am Markt erh ltlichen Mittelspannungsstromrichter realisieren mit verschiedenen Topologien unterschiedliche Anzahlen von m glichen Ausgangsspannungsstufen Neben dem bekannten Zwei punkt Spannungswechselrichter Two Level Voltage Source Converter 2L VSC ist die Verwendung des Diodengeklemmten Dreipunkt Spannungswechselrichters Three Level Neutral Point Clamped Voltage Source Converter 3L NPC VSC siehe Abbildungen 2 2 a und 2 2 b des Dreipunkt Span nungswechselrichters mit fliegenden Kondensatoren Three Level Flying Capacitor Voltage Source Converter im folgenden 3L FLC VSC und des Vierpunkt Spannungsgwechselrichters mit fliegenden I L L L i s Eg 4 y ae nan ER be gt gt gt t um BE gt am yi K4 iR iR AA y a a B 5 c c A a K _ 4 a A Rz ih Unga lt lt 14 Upci2 et m Ca t e y a a i 1 1 at at oa L a 3L NPC VSC mit IGBT b 3L NPC VSC mit IGCT A Upc 8 HB HB HB JB re Upc 8 HB HB HB y c l le Nee Une 8 HB HB HB rr rr a ee fe ee le el
92. LTBARE LEISTUNGSHALBLEITER Tabelle 2 1 Nennspanungen und Nennstr me Schaltleistung und Geh useformen von abschaltbaren Mittel spannungshalbleitern Stand Juli 2006 Spannungs Leistungs bereich halbleiter UDRM 6000 V 6000 V 4500 V 600 4000 A 18 MVA 6000 V 3000 A 18 MVA 4500 V 3300 V 3300 V 4500 V 6500 V Mitsubishi Stromtrag maximale f higkeit Ircqm Schaltleistung bzw leiss Paom 6000 A 36 MVA 6000 A 18 MVA Geh use Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Modul Modul 1000 4000 A 3000 A 400 1200 A 200 600 A 800 1200 A 400 900 A 600 A 18 MVA 18 MVA 3 96 MVA 3 96 MVA 4 05 MVA 3 90 MVA Hitachi 3300 V 400 1200 A 3 96 MVA Modul 4500 V 1800 A 8 10 MVA Modul 1200 A 600 3000 A 600 A 3 96 MVA 13 5 MVA 3 90 MVA Modul Press Pack Modul IGBT ABB Westcode 4500 V 310A 1 36 MVA Press Pack 5200 V 1800 A 9 36 MVA Press Pack ABB IGCT Mitsubishi asymmetrisch blockierendes Bauteil T symmetrisch blockierendes Bauteil r ckw rtsleitendes Bauteil 1200 A 1200 2100 A 900 A 3800 4000 A 340 2200 A 280 1800 A 3000 A 4000 A 3500 6000 A 400 1500 AT 3 96 MVA 9 90 MVA 4 05 MVA 18 0 MVA 9 90 MVA 9 90 MVA 18 0 MVA 18 0 MVA 36 0 MVA 9 75 MVA Press Pack Press Pack Modul Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack Press Pack 6 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALB
93. Ladungstr ger einen transienten Strom durch den IGCT erzeugen Abhilfe schafft das Ausr umen dieser mobilen Ladungstr ger w hrend des Ausschaltens des IGCTs durch Anlegen einer Spannung in Sperrrichtung der Clamp Diode Damit sind beim n chsten Ein schalten des IGCTs keine mobilen Ladungstr ger mehr in der pin Struktur vorhanden Porst 1979 Abschnitt 6 3 In der Auslegung der Clamp Beschaltung ist darauf zu achten dass mit der Dimen sionierung von Rc und Co ein Abschalten der Clamp Diode erm glicht wird Die Abbildungen 3 40 a bis 3 40 c zeigen simulierte Ausschaltverl ufe mit verschiedenen Clamp Auslegungen F r alle Verl ufe ist die Zwischenkreisspannung Upc 6 8kV es flie t ein Laststrom von I 1kA Der Stromanstieg wird auf 500 A us durch die Clamp Induktivit t von Do 13 6 yH begrenzt Abbildung 3 40 a zeigt den gew nschten Verlauf bei Verwendung eines Clamp Kondensators von Co 4uF und einem Clamp Widerstand Rc 2 3 Q Mit diesen Werten wird die Bedingung 6 lt w eingehalten Der Clamp Kondensator ist nach etwa 50 us entladen die Clamp Diode schaltet aus Am IGCT tritt eine maximale Spannung von Uprm 7950 V auf F r den Verlauf der Abbildung 3 40 b wurde ein Clamp Widerstand von Rc 0 92 Q gew hlt Mit w liegt der aperiodische Grenzfall vor Die maximale berspannung f llt mit Upru 7300 V kleiner aus allerdings schaltet die Clamp Diode nicht mehr mit einer angelegten Sperrspannung aus
94. N IGCTS Die Kontaktierung der Metallisierungsschicht der Gate Elektrode auf dem Wafer geschieht mittig durch einen Ring wie in Abbildung 3 17 und 3 16 dargestellt Somit wird der laterale Weg des Ga testroms durch die Metallisierungsebene zu den Kathodenfingern im Vergleich zu einer Einspeisung des Gatestromes von innen oder vom u eren Rand aus verringert W hrend der GTO durch ein Leitungspaar mit seiner Gateunit verbunden ist wird die Kontaktierung beim IGCT durch eine mehrlagige Leiterplatte realisiert die gleicherma en die komplette Ansteue rungselektronik beherbergt Die Leiterplatte wird mit dem konzentrischen Gate Anschluss des IGCT Geh uses verschraubt in Abbildung 3 17 durch die Schraubl cher des Geh useunterteils erkennbar So werden Streuinduktivit ten im Gate Kreis von unter 6 nH erreicht 3 3 3 Modifikationen am Wafer des IGCT Der Wafer des GTO wird auf dem Weg zum IGCT ebenfalls einigen Ver nderungen unterzogen Das Ziel ist bei vorgegebener Blockierf higkeit und Durchlassspannung den Wafer so d nn wie m glich zu machen damit beim Ein und Ausschalten m glichst wenig Ladungstr ger ein und ausger umt werden m ssen Die hohe Leitf higkeit soll nach dem Einschalten m glichst durch Ladungstr ger in der N he der Kathode erreicht werden Beim Ausschalten k nnen diese Ladungstr ger bereits durch den Aufbau einer kleinen Anodenspannung ausger umt werden und k nnen so weniger zu den Ausschaltverlusten beitragen
95. NES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER steigt der Laststrom um den Wert Upc Last Al tone 4 7 Bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 6 8kV einem zur Zeit t abzuschaltenden Last strom von L 1kA und einer Lastinduktivit t von Lrast 1000 uH ergibt sich so ein Wert von Al 136A Damit wird der abzuschaltende Strom um 13 6 berschritten Die Erh hung der Lastinduktivit t Ly verringert diesen Stromanstieg bedeutet aber auf der anderen Seite eine l nge re Zeit der Aufmagnetisierung Die w hrend der Aufmagnetisierung der Lastinduktivit t ben tigte Energie wird vom Zwischenkreis kondensator bereitgestellt Da der Zwischenkreiskondensator keine ideale Spannungsquelle ist wird die Zwischenkreisspannung Upc w hrend der Phase des Aufbaus des Laststromes um einen Betrag AUpc absinken Dieser Spannungseinbruch wird umso gr er je kleiner der Zwischenkreiskonden sator ist Bei einem stark unterdimensionierten Zwischenkreiskondensator ist es m glich dass der abzuschaltende Laststrom nicht erreicht wird Eine Erh hung der Zwischenkreisspannung vor Be ginn des Aufmagnetisierens Upc t to kann nur Abhilfe schaffen wenn damit die maximale DC Blockierspannung des zu vermessenden IGCTs nicht berschritten wird Die Auslegung des Wertes f r Zwischenkreiskondensator und Lastinduktivit t stellt einen Kompro miss zwischen der in der Testschaltung gespeicherten Energie und der Anstiegsgeschwindigkeit des Laststromes dar
96. Netzwerkkarte im Falle eines externen Angriffs eine vollst ndige Auslastung der CPU 100 Last erzeugen und so zum Ausfall des Systems f hren Thaller 1997 Abhilfe schafft zum Beispiel die Verwendung eines echtzeitf higen Betriebssystems mit dem die CPU Zeiten den Prozessen explizit zugewiesen werden k nnen und eine Abkoppelung des Systems vom lokalen Netzwerk siehe Abschnitt 4 3 6 Versagen der Betriebssoftware Das Versagen der Betriebssoftware an sich soweit dieses Versagen nicht auf einen Ausfall der Hardware oder das Betriebssystems zur ckzuf hren ist ist auf die Qualit t der Software zur ckzuf hren Zur Sicherung der Qualit t von Softwareprodukten wer den verschiedene Ans tze in der Literatur gegeben Thaller 1997 Weinberg 1994 DeMarco 1997 Allen gemeinsam sind die Entwicklungsschritte e Spezifikation e Grob und Feinentwurf e Implementation e Akzeptanztests Die Funktion der Betriebssoftware und aller ihrer Komponenten wird in Akzeptanztests ve rifiziert Diese werden zun chst in einer Testumgebung durchgef hrt siehe Abschnitt 4 4 5 Hiernach folgt die Systemintegration und der Test im Zielsystem bei niedrigen Spannungen und Str men 4 4 3 Anforderungen an den inneren Aufbau Neben den in Abschnitt 4 4 2 dargestellten funktionalen Anforderungen an die Betriebssoftware exis tieren weitere Forderungen an den inneren Aufbau der Software 88 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Modula
97. Schnell 2005 3 4 4 Ausschalten Die Abbildung 3 26 zeigt die prinzipielle Darstellung des Ausschaltverlaufes eines IGCTs Das An legen einer negativen Gate Kathoden Spannung Ucx verursacht einen negativen Gate Strom Jc der durch den niederinduktiven Aufbau einen steilen Stromanstieg d c dt aufweist W hrend der Zeit tcomm kommutiert der gesamte Anodenstrom auf das Gate bevor die Spannung ber dem Bauele ment steigen Kann Der anodenseitige pnp Transistor leitet ges ttigt Dieser Transistor ist f r hohe Sperrspannungen und hohe Str me ausgelegt besitzt also eine breite n Basiszone Diese n Basis ist mit Ladungstr gern berschwemmt die nun durch den Anodenstrom ausger umt werden m ssen Innerhalb der Zeit des noch flie enden Anodenstromes muss der kathodenseitige pnp Transistor ab schalten der Kathodenstrom h rt auf zu flie en der Vierschichtbetrieb endet Der IGCT schaltet nun ab wie ein pnp Transistor mit offener Basis Der Anodenstrom klingt mit einem Schweifstrom tail current ab der durch den Abbau der in der n Basis gespeicherten Ladungen bestimmt ist Abbildung 3 26 Prinzipieller Ausschaltverlauf eines IGCTs mit der Darstellung von Anoden Kathoden und Gate Strom der Spannung ber dem gesamten Bauelement sowie der Spannung ber der Gate Kathoden Strecke Zeitachse nicht ma stabsgetreu Das harte Abschalten mit der Stromverst rkung eins ist gew hrleistet solange die Verzugszeit tpesat gr er als Null ist In
98. T Warum ist Software so teuer Und andere R tsel des Informations zeitalters Carl Hanser Verlage M nchen Wien ISBN 3 446 18902 5 DeMarco und Lister 2003 DeMarco T und Lister T Waltzing With Bears Managing Risk on Soft ware Projects Volume M rz B amp T ISBN 0932633609 Dimitrijev 2000 Dimitrijev S Understandig Semiconductor Devices Oxford University Press 1 Auflage ISBN 0 19 513186 X Gerlach 1979 Gerlach W Thyristoren Halbleiter Elektronik Band12 Springer Verlag Berlin ISBN 3 540 09438 5 Getreu 1974 Getreu I E Modeling the Bipolar Transistor Elsevier Scientific Publishing Compa ny Amsterdam Ghandi 1977 Ghandi S K Semiconductor Power Devices Jon Wiley and Sons New York Lon don ISBN 0 471 022999 8 178 LITERATURVERZEICHNIS Hambley 2002 Hambley A R Electrical Engineering Principles and Applications Prentice Hall Inc 2 Auflage ISBN 02 13 0294349 5 Jamal und Hagestedt 2001 Jamal R und Hagestedt A LabVIEW Das Grundlagenbuch Addison Wesley Miinchen 3 Auflage ISBN 2 8273 1714 2 Jamal und Pichlik 2000 Jamal R und Pichlik H LabVIEW Das Anwenderbuch Prentice Hall Miinchen 2 Auflage ISBN 3 8272 586 0 Kub t 1984 Kub t M Power Semiconductors Springer Verlag berlin ISBN 3 540 12569 8 Lappe und Fischer 1993 Lappe R und Fischer F Leistungselektronik Messtechnik Verlag Tech nik Berlin M nchen 2 Auflage ISBN 3 341 010
99. Unterschied zum GTO keinerlei Begrenzung des Span nungsanstieges Den Spannungsanstieg begrenzende Beschaltungsnetzwerke du dt Snubber begren zen durch ihre Zeitkonstanten die maximale Schaltfrequenz die an ihnen umgesetzten Verluste limi tieren den Wirkungsgrad Wenn auch eine Begrenzung des Spannungsanstiegs bei IGCTs nicht zwin gend gefordert ist so kann die Begrenzung des Spannungsanstieges durch einen du dt Snubber die Schaltverluste senken oder aber entsprechend den maximal abschaltbaren Strom rGgm erh hen und damit den sicheren Arbeitsbereich SOA erweitern In Abbildung 3 29 a sind die Ausschaltverl ufe ohne und mit einem du dt Snubber dargestellt die Abbildung 3 29 b gibt die momentane Leistung und die Ausschaltverluste an Die Entmagnetisierung der Clamp Beschaltung hat wie in Abschnitt 3 7 dargestellt wird einen Ein fluss auf den Spannungverlauf nachdem der IGCT Blockierspannung bernommen hat Der Verlauf des Tailstromes ist davon nahezu unbeeinflusst Allerdings beeinflusst die Clamp Auslegung die Aus schaltverluste da die Spannungs berh hungen der Clamp Entmagnetisierung auftreten w hrend der Tailstrom noch flie t 46 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS U kV i kA Por MVA Eor Ws 2L 0 10 20 30 t us 0 10 20 30 t us a Ausschaltverl ufe ohne und mit du dt Snubber b Leistung und Ausschaltverluste ohne und mit Snubber Abbildung 3 29 a Ausschaltverl
100. Upc 8 HB HB HB ED a ee 44 4 a b c Upc 8 A c 9L SCHB VSC mit IGBT Abbildung 2 2 Topologien f r Mittelspannungsstromrichter Dreipunktspannungswechselrichter mit Mittelpunktdioden mit a IGBTs und b IGCTs c Mehrpunkt Spannnungswechselrichter mit in Reihe geschalteten H Br cken 2 2 MITTELSPANNUNGS IGBTS UND IGCTS UND DEREN ANWENDUNGEN 7 Kondensatoren Four Level Flying Capacitor Voltage Source Converter 4L FLC VSC blich Ber net 2005 Die Erh hung der Ausgangsspannungen kann auf der Basis einer gegebenen Stromrich tertopologie durch Reihenschaltung der Leistungshalbleiter pro Schalterposition oder durch den Ein satz von Leistungshalbleitern mit h heren Blockierspannungen erreicht werden Die Erh hung der Ausgangssleistung kann alternativ zu einer Erh hung der Stromrichterausgangsspannung bei gege benem Stromrichterausgangsstrom auch durch den parallelen Betrieb von Basisstromrichtermodulen erreicht werden Eine h ufig verwendete Realisierungsform ist der Betrieb von mehreren Wechsel richtermodulen an einem gemeinsamen Spannungszwischenkreis Common DC Bus Bernet et al 2002 TMEIC TMDrives ABB ACS 6000 Kat Siemens sinamics 2006 In Stromrichtern mit in Reihe geschalteten H Br cken Series Connected H Bridges SCHB Sie mens robicon 2005 werden heute bedingt durch die Reihenschaltung von H Br cken Ausgangsspan nungen bis zu 13 8 kV mit IGBTs mit wesentlich kleinere
101. Vergleiche der verschie denen getesteten Prototypen werden in den Abschnitten 5 1 2 2 und 5 1 2 4 dargestellt In Abschnitt 5 2 werden die Messungen an den Prototypen der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs be schrieben Abschnitt 5 2 1 zeigt die verwendeten Testschaltungen f r die Vermessung des Schaltver haltens des IGCT und des Diodenteils Die Messungen werden in Abschnitt 5 2 2 wiederum f r ein Bauelement diskutiert Ein Vergleich aller getesteten Prototypen von r ckw rtsleitenden IGCTs wird in Abschnitt 5 2 3 gegeben 5 1 Charakterisierung asymmetrischer 10 kV IGCTs Zur Charakterisierung der ersten asymmetrischen 10 kV IGCTs wurden 6 Prototypen auf 68mm Wa fern hergestellt Die aktive Anodenfl che der Bauelemente betr gt etwa 20 cm die kontaktierte Si liziumfl che etwa 27 cm Streit und Carroll 2002 Die IGCTs wurden mit zwei verschiedenen Dif fusionsprofilen gefertigt und mit Elektronen in verschiedenen Dosen bestrahlt Wie auch durch die Dotierung mit Gold werden hiermit Rekombinationszentren in das Halbleitermaterial eingebracht und so die Lebensdauer der Ladungstr ger beeinflusst Baliga 1987 Mohan et al 1995 Die Elek tronenbestrahlung bringt mit wachsender Dosis mehr Rekombinationszentren ein so dass die Durch lassspannung eines st rker bestrahlten Bauelements h her ist als die eines Bauelements dass einer niedrigeren Dosis ausgesetzt wurde Mit einer st rkeren Bestrahlung steigt der Blockierstrom pr ebenfalls an
102. Wie in der Abbildung 3 21 in Abschnitt 3 3 4 dargestellt befindet sich der Dioden Teil innerhalb des Gate Kontaktringes der IGCT Teil liegt im u eren Teil Beide Teile k nnen se parat optimiert werden Der IGCT Teil der in der Tabelle 5 3 dargestellten Bauelemente wurde mit zwei verschiedenen Dosen elektronenbestrahlt hnlich den Bestrahlungsdosen der asymmetrischen 10 kV IGCTs Der Diodenteil der ersten Entwurfsstufe wurde mit verschiedenen Dosen Protonen zur Einstellung der Ladungstr gerlebensdauer bestrahlt Tabelle 5 3 bersicht der getesteten r ckw rtsleitenden 10kV IGCTs der ersten Entwurfsstufe Bauelement Durchlass Durchlass Durchlass Durchlass Blockierstrom alle Tests bei spannung spannung spannung spannung Ipr bei T 125 C Ur bei Ur bei Ur bei Ur bei Upc 5 5kV IL 300A IL 900A IL 900A IL 900A Das Ziel der Messungen an den riickwartsleitenden IGCTs der ersten Entwurfsstufe ist es den IGCT Teil hinsichtlich des Schaltverhaltens der Ausschaltverluste und des sicheren Arbeitsbereiches beim Ausschalten zu charakterisieren Der Diodenteil der verbleibenden Bauelemente wird hinsichtlich des Abschaltverhaltens der Diode untersucht Bei der Untersuchung der Bauelemente der zweiten Entwurfsstufe nach Tabelle 5 4 steht das Verhal ten des Diodenteils im Vordergrund Die vier Bauelemente wurden sowohl mit Elektronen als auch Protonenbestrahlung behandelt um verschiedene Ladungstr gerlebensdauerprofile einzustelle
103. a IL320 29 b IL320 34 Abbildung 5 26 Blockierstrom von a IL320 29 und b IL320 34 bei Zwischenkreisspannungen von Upc 1 6kV bei Sperrschichttemperaturen 7 25 85 und 125 C Der maximale Blockierstrom liegt bei Ipor 8 3 mA bei einer Sperrschichttemperatur von 7 125 C und einer Zwischenkreisspannung Upc 6kV Die abzuf hrende Verlustleistung liegt somit unterhalb von Ppr 50 W Der Blockierstrom der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs ist kleiner als 138 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS der der im vorherigen Abschnitt charakterisierten asymmetrischen 10 kV IGCTs 5 2 2 2 Ausschaltverhalten des IGCT Teils Am Beispiel des r ckw rtsleitenden IGCTs IL320 29 wird nun das Ausschaltverhalten des IGCT Teils beschrieben Die Abbildung 5 27 zeigt einen einzelnen Ausschaltverlauf bei einer Spannung von Upc 6kV und einem abzuschaltenden Strom von Js 650 A Der Anstieg der Spannung wird mit der RC Beschaltung mit Rg 1 Q und Cs 0 625 uF nach Abbildung 5 21 auf einen Maximalwert von du dt 1kV us begrenzt Der sonst f r den Ausschaltvorgang des IGCTs typi sche Spannungsverlauf der gepr gt ist von der Entmagnetisierung der Clamp Beschaltung wird im Zeitraum der Kommutierung des Stromes vom IGCT in die Freilaufdiode nahezu linearisiert Nach dem Abschalten des IGCTs kommutiert der Laststrom zun chst in die RC Beschaltung die Frei laufdiode beginnt den Strom zu f hren w
104. abh ngig von der Zwischenkreisspannung W hrend des Einschaltvorganges wird der lineare Anstieg nach Erreichen des Nennstromes fortgesetzt da nach dem Abschalten der Freilaufdiode der Konden sator C s auf den Wert der Blockierspannung der Freilaufdiode geladen werden muss Us kV Us kV 4 0 4 0 E 2 0 2 0 0 E n a 0 z ls kA ao Ig kA 15 5000V 5000V a BEN 1 0 6000V io 6000V 0 5 0 5 0 55 60 65 70 75 80 85 90 t us 55 60 65 70 75 80 85 90 t us a T 25 C b T 125 C Abbildung 5 31 IL320 29 Einschaltverhalten des IGCT Teils bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4 6kV beim Einschalten eines Stromes von Is 650 A bei Sperrschichttemperaturen von a T 25 C und b 7 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Ca 05 ur Ran 1 Q Csn 0 625 uF In der Abbildung 5 32 werden die Einschaltverluste des IGCT Teils von IL320 29 f r den Arbeits bereich bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4 6kV und Str men von I 200 650 A dargestellt Die Spannung ber dem IGCT erreicht nach dem Einschalten sehr schnell den station ren Wert w hrend der Strom durch den IGCT noch sehr klein ist Den Hauptbeitrag zu den Einschalt verlusten liefert jedoch gerade dieser Zeitabschnitt in dem die Spannung noch nicht ganz auf den station ren Wert abgesunken ist Die H he der Spannung in diesem Zeitraum w chst mit steigender Te
105. altverl ufen werden die Ausschaltverluste des IGCTs bestimmt Der zeitli che Verlauf der Leistung errechnet sich mit Por t us t us t 5 1 Die Schaltverluste werden durch Integration der Leistung ber die Dauer des Schaltvorganges tint tg tg bestimmt mit Eog 1 Por t d f us t us t dt 5 2 tint ta Die Startzeit der Integration wird mit dem Schaltimpuls festgelegt Der Schaltvorgang endet nach der vollst ndigen Entmagnetisierung der Clampbeschaltung wenn die Schalterspannung Us den Wert der Zwischenkreisspannung erreicht wie in Abbildung 5 5 dargestellt 10000 oe ee ee foe oe ar 1000 Ug V lath 7500 750 5000 500 2500 250 0 H H H H 5 10 15 20 t us ta te Abbildung 5 5 Definition der aus den Ausschaltvorg ngen extrahierten Parameter Fog du dt und tof Aus den Schaltverl ufen wird weiterhin der Maximalwert pog max der momentanen Schalterleistung bestimmt Mit der Zeit tor wird angegeben nach welcher Zeit der Schalterstrom Js zu Null geworden ist Diese Angabe ist im Falle der hier vermessenen Prototypen sinnvoll da einige Bauelemente un ter bestimmten Bedingungen niedrige Zwischenkreisspannungen kleine Str me ohne erkennbaren Tailstrom abschalten siehe beispielsweise Abbildung 5 9 c 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV
106. annungsabf lle begrenzt wird und beide Transistoren in den Bereich der S ttigung gelangt sind Die resultierende Durchlassspannung des Thyristors ist dann Unk UEB pnp T U OF sat npn UEC sat pnp UBE npn 3 9 Die Spannung eines gekippten oder ber Kopf gez ndeten Thyristors liegt nur wenig oberhalb der einer leitenden Diode mit vergleichbaren Werten von maximaler Sperrspannung und maximalem Durchlassstrom Nach erfolgtem Kippvorgang bricht die Spannung Uax somit auf kleine Werte zu sammen Die mittleren p und n Gebiete n und p werden von beiden Seiten mit Ladungstr gern beider Vorzeichen berflutet Die Ladungstr gerdichten bertreffen die Gleichgewichtsdichten um Gr enordnungen Der Leitmechanismus wird durch die Mitkopplung der Teiltransistor Strukturen 3 2 GATE TURN OFF THYRISTOR 21 aufrecht erhalten solange Anpn Qpnp gt 1 gilt Der untere Stromwert bei dem der Thyristor lei tend bleibt ist der Haltestrom Erst wenn der Gesamtstrom J unter diesen Wert absinkt verl sst der Thyristor den leitenden Zustand Abschalten eines Thyristors Thyristoren besitzen den Vorteil hoher Sperrf higkeit und einer nied rigen Durchlassspannung In der Anwendung ist der Thyristor ein leistungselektronisches Stellglied mit hoher Schaltleistung und Robustheit Nachteilig ist die fehlende M glichkeit des Abschaltens ber den Gate Anschluss Das Thyristormodell bestehend aus zwei mitgekoppelten Bipolartransis toren zeigt durcha
107. are auf den Ausfall geeignet reagieren Hierzu geh rt die Entladung des Zwischen kreises und gegebenenfalls die Sicherung der letzten Messdaten sowie eine exakte Protokollie rung der Betriebsbedingungen bei Auftreten des Fehlers Soll dieser Fehlerfall durch die Betriebssoftware detektiert werden so sind weitere Messein richtungen notwendig So kann ein Kurzschlussstrom durch einen fest installierten Stromwand ler am Zwischenkreis erkannt werden Allerdings erfordert die Auswertung dieser Str me und eine Reaktion hierauf ein Echtzeitverhalten der Betriebssoftware um den zeitlichen Ablauf der Fehlerbehandlung exakt bestimmen zu K nnen Komponentenversagen Eine Komponente im Messaufbau versagt w hrend des Betriebes Um sol che Ausf lle zu erkennen ist w hrend des Betriebes eine regelm ige berpr fung der Kom ponenten notwendig Messger te wie Oszilloskope und Voltmeter sehen in ihren Betriebs protokollen solche Abfragen bereits vor Bei anderen sicherheitsrelevanten Komponenten wie Spannungsversorgungen der Sicherheitssteuerung und der Gateunits geben digitale R ckmel deleitungen Auskunft ber den Betriebszustand Anwenderfehler Der Anwender l st einen Fehler durch falsche Eingaben aus Fehlbedienungen sind durch unautorisierten Zugriff m glich Dies kann mit einer Zugangskontrolle zur Betriebssoft ware durch ein Passwort abgefangen werden Weiterhin k nnen fehlerhafte Eingaben zum Versagen der Baulemente im Leistungsteil f
108. argestellt Auf dem System 1 arbeitet die Anwendersoftware Auf dem via TCP IP angeschlossenen System 2 publiziert ein VISA Server die angeschlossenen Ge rate im Netzwerk Die auf System 1 laufende Anwendersoftware kann auf das angeschlossene Ger t 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 95 5 pbProgLoopDoublePulse vi Front Panel AGT ES Eile Edit Operate Tools Browse Window Help BE e n 12pt Application Font w IESE ES EAA A _ Ciruclar PulseBlaster Test DIAGNOSTIC TOOL Double Pulse pattern PulseTime 1 ns Pulse actualPattern Jam a 1000 Foooooooo looptime ms maxLoops loopCounter f a Frontpanel Si pbProgLoopDoublePulse vi Block Diagram Eile Edit Operate Tools Browse Window Help BEI ejne bal Pott 12Pt Application Font BESEN 9 cal Fr b Programmcode Abbildung 4 16 Komponenten eines virtuellen Instruments in LabVIEW a Bedienoberfl che Frontpanel und b Blockdiagramm Programmcode genauso zugreifen als w re es wie in Abbildung 4 17 a lokal angeschlossen Die Anwendungssoft ware auf dem System muss keinerlei Kenntnisse ber den physikalischen Ort des zu steuernden Ger ts besitzen Fuller 2001a Fuller 2001b National Instruments bietet f r die professionelle Arbeit mit LabVIEW verschiedene Toolkits an die das Basisentwicklungssystem erg nzen Die
109. auch der Gesamtstrom J ansteigt Mit der Stromab h ngigkeit der Stromverst rkungen der bipolaren Transistoren vom flie enden Kollektorstrom steigen auch Apnp und Qnpn an bis ihre Summe den Wert 1 bersteigt Der Nenner in Gleichung 3 7 wechselt 20 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Abbildung 3 3 Thyristorkennlinie bei offenem Gate und bei verschiedenen Gate Str men das Vorzeichen und aus dem Sperrstrom ber den mittleren pn bergang wird ein Durchlassstrom Der Thyristor z ndet ber Kopf und geht in den leitenden Zustand ber Im Bereich des mittleren pn berganges bildet sich ein Elektronen L cher Plasma aus Gate gesteuertes Z nden Durch Einspeisen eines Gatestromes kann die Thyristorstruktur bei klei neren Spannungen als der Durchbruchspannung zum Z nden gebracht werden Mit Ig 0 erh lt man aus Gleichung 3 6 Qnpn Ig Ico Ia je Nez 1 Anpn Apnp 3 8 Der Gesamtstrom J w chst durch Einspeisen des Gatestromes Ig bereits bei Spannungen Uax lt Upp an so dass die Summe der Stromverst rkungen Qnpn pnp gr er als eins wird Aus dem Sperrstrom des mittleren pn Uberganges J wird durch Einspeisen eines positiven Gatestromes ber den Steuerkontakt ein Lawinendurchbruch ausgel st und der Thyristor f hrt damit einen Durchlass strom In beiden F llen wird nach Einsetzen des Z ndvorganges und der einsetzenden Mitkopplung der Transistoren der Gesamtstrom ansteigen bis er durch externe Sp
110. auf der Topologie des Dreipunktspannungswechselrichters 3L NPC VSC 2 3 Eigenschaften von IGBTs und IGCTs aus Anwendersicht Aus Sicht des Anwenders haben sowohl Mittelspannungs IGBTs als auch IGCTs spezifische Eigen schaften die bei der Entwicklung neuer Stromrichter zu ber cksichtigen sind Diese sollen nachfol gend kurz zusammengefasst werden Bernet 2000 Bernet 2004 Bernet 2005 10 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER Mittelspannungs IGBTs haben verglichen mit IGCTs die folgenden Eigenschaften Keine Notwendigkeit einer Snubberbeschaltung zur Ein und Ausschaltentlastung Geringere Ausschaltverluste als IGCTs bei hartem Ausschalten Beeinflussbare Schaltgeschwindigkeiten di dt und du dt beim Ein und Ausschalten durch die Ansteuerschaltung Gateunit Geringere Ansteuerleistung als bei IGCTs infolge der Spannungssteuerung des MOS Gates Begrenzung des Kurzschlussstromes durch Betrieb im aktiven Bereich M glichkeit des aktiven Abschaltens eines Kurzschlussstromes M glichkeit der Begrenzung von berspannungen bei Betrieb im aktiven Bereich active clam ping M glichkeit der einfachen Reihenschaltung durch Regelung der Spannungs nderungsgeschwin digkeit du dt beim Schalten beziehungsweise Begrenzung der maximalen Bauelementespan nung durch active clamping Einfache Parallelschaltung bei hoher Schalterausnutzung durch geringe Parameterstreuung in der Fertigung und Einstellung des Schaltverhal
111. auf werden auch Non Punch Through Bauelemente NPT Baulemente genannt Die L nge wa des niedrig dotierten Driftgebietes ist gr er als die 3 3 AUFBAU UND EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 35 Kathode Anode Kathode E x lt a a X Wh a NPT Design b Buffer Layer und Transparente Anode x Abbildung 3 18 Feldverl ufe im IGCT Wafer a NPT Standard Design mit Anodenkurzschliissen und b Wafer mit Buffer Layer und transparenter Anode nach Klaka et al 1997a Raumladungszone beim Durchbruch Das Feld in der Abbildung 3 18 a wird die kathodenseitige n Schicht bei ordnungsgem em Betrieb nicht erreichen Bei Punch Through Bauelementen wird die Ausbreitung des elektrischen Feldes begrenzt Die Raumladungszone kann sich auch mit steigen der Spannung nicht weiter ausbreiten Die an die schwachdotierte n Schicht angrenzende n Schicht des Buffer Layers blockiert die Ausbreitung der Raumladungszone und der Feldverlauf wird trapez f rmig Mohan et al 1995 Durch die Ver nderung des Verlaufes des elektrischen Feldes mit der Einf hrung des Buffer Layers wird der Maximalwert der elektrischen Feldst rke bei gleicher Blockierspannung abgesenkt Feldver suche und Langzeitstudien haben gezeigt dass kosmische Strahlung in Verbindung mit hohen Werten der elektrischen Feldst rke zu Ausf llen der Bauteile f hren k nnen Klaka et al 1997a Kaminski und Stiasny 2005 Ein Verringern des Maximalwertes der Feldst rke bedeutet eine
112. aus der Applikation heraus Dies ist besonders f r den Fall von langwierigen automatisierten Messungen sinnvoll wenn diese nicht fortw h rend berwacht werden k nnen wie beispielsweise bei der Charakterisierung der Langzeitsta bilit t e Mittels des integrierten Webservers k nnen berechtigte Nutzer mit einem Webbrowser auf das Frontpanel eines virtuellen Instruments zugreifen Zur flexiblen Berichterstellung wird das Report Generation Toolkit verwendet NI Report Genera tion Toolkit Diese Bibliothek bietet die M glichkeit aus der Betriebssoftware heraus Berichte in Microsoft Word oder Excel zu erzeugen und zu editieren Die Berichte werden unter Verwendung einer Vorlage erstellt und mit den aufbereiteten gemessenen Daten erg nzt Mit der Version 7 werden in LabVIEW ExpressVIs eingef hrt Diese erm glichen eine interaktive Konfiguration von Unterprogrammen durch ein Kontextmen im Blockdiagramm ohne komplizierte Programmierung Das Datenflussmodell wird durch die M glichkeit der kontextbezogenen Parame trierung von virtuellen Instrumenten im Blockdiagramm erweitert das eigentliche Frontpanel bleibt so den durch die Anwender zu bedienenden Parametern vorbehalten Zur Erstellung eigener Express VIs wird ein Express VI Development Toolkit NI 2003 Express VI bereitgestellt Zur leichteren Umsetzung von Zustands bergangsdiagrammen wird das State Diagram Toolkit ver wendet werden Die Eingabe folgt den Darstellungen aus den Abbildu
113. ausger umt wer den Das bedeutet dass der kathodenseitige npn Transistor bereits inaktiv ist bevor der anodenseitige pnp Transistor reagiert Mit dem Ausbleiben der Injektion von Ladungstr gern vom Kathodenemitter verh lt sich das Bauteil wie ein pnp Transistor mit offener n Basis Der Vierschichtbetrieb ist somit bereits beendet bevor die Spannung ber dem GCT ansteigt der GCT schaltet wie ein Transistor stabil und homogen ab Da dieser Ausschaltvorgang abl uft nachdem der GCT begonnen hat wie ein Transistor abzuschalten kann auf eine Begrenzung des Spannungsanstieges verzichtet werden Der Verlauf eines ausschaltenden GCTs ist in der Abbildung 3 14 dargestellt 32 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS 3 3 2 Realisierung einer niederinduktiven Ansteuerung Der Schl ssel zum beschriebenen harten Abschaltens des GCTs ist die Bereitstellung eines hohen Gatestromes g mit einer hohen Anstiegsgeschwindigkeit blich ist hier eine Kommutierung des Kathodenstromes auf das Gate innerhalb einer Mikrosekunde dicom _ Treg 3 13 dt lus Abbildung 3 15 Vereinfachte Darstellung der IGCT Ansteuerung beim Ausschalten Da die zum Abschalten des IGCTs angelegte Spannung Ucr die Durchbruchspannung des Gate Kathoden berganges nicht berschreiten darf muss die Streuinduktivit t des Gate Kreises auf sehr kleine Werte reduziert werden um die geforderte Anstiegsgeschwindigkeit zu erreichen Wird zum Abschalten eines Stromes von Irago
114. bei Str men unterhalb des Haltestromes zu erm glichen 3 4 2 Einschalten Das Einschalten eines IGCTs ist hnlich dem eines GTO bereits mit einem relativ kleinen positiven Gate Strom im Bereich einiger zehn Ampere m glich Allerdings ist dann der Ausbreitungsprozess des Z ndvorganges ber die Fl che des Wafers relativ langsam daher muss der Stromanstieg dIa dt durch externe Beschaltungselemente stark begrenzt werden ABB GTO Book Im Unterschied zu einem GTO kann der GCT durch seinen niederinduktiven Aufbau mit einer sehr hohen Anstiegsge schwindigkeit des Gate Stromes d dt und einem hohen Gatestrom Icm hart eingeschaltet werden Hierdurch wird der kathodenseitige npn Transistor sehr schnell durchgeschaltet und in S ttigung be trieben noch bevor die Thyristorstruktur zu leiten beginnt Die Einschaltverluste sind dadurch ver glichen mit einer weicheren Ansteuerung vernachl ssigbar auch bei sehr hohen Stromanstiegsge schwindigkeiten dI dt Das Einsetzen des regenerativen Zustandes wird durch die abgebaute Raum ladungszone verz gert und setzt erst bei kleiner Anodenspannung lt 200 V ein Der Verlauf des harten Einschaltvorganges ist in der Abbildung 3 24 dargestellt 3 4 ELEKTRISCHE EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 41 Der zweite gestrichelte Verlauf in Abbildung 3 24 zeigt den Verlauf der weicheren Ansteuerung Es ist klar ersichtlich dass die Anodenspannung zun chst absinkt dann aber mit dem steigenden Anodenstrom noch ein Maxim
115. bgeleitet und in Abschnitt 3 4 die daraus resultierenden elektrischen Ei genschaften der IGCTs angegeben Der Abschnitt 3 6 zeigt die Aufgaben der Ansteuerungsschaltung Gateunit auf Der Abschnitt 3 7 beschreibt die Auslegung der f r IGCT basierende Stromrichter notwendigen Einschaltentlastung Die analytischen Berechnungen hierzu werden im Anhang in Ab schnitt A angegeben 3 1 Funktionsweise von Bauelementen mit Thyristorstruktur Das Verhalten von monolithischen Vierschichtbauelementen wird blicherweise durch das Ersatz schaltbild mit zwei r ckgekoppelten Bipolartransistoren beschrieben wie in Abbildung 3 2 c dar gestellt Der Kollektor des kathodenseitigen n pn Transistors ist mit der Basis des anodenseitigen pnp Transistors verbunden Dessen Kollektor wiederum entspricht der Basis des n pn Transistors an der auch das Gate angeschlossen ist Die Stromanteile des Gesamtstromes k nnen beschrieben werden durch die Str me in den beiden Teiltransistoren Der Kollektorstrom des n pn Transistors ist Ic npn Qnpn TE pnp Ico npn Onpn Ic La Iconpn G1 F r den pnp Transistor errechnet man den Anodenstrom zu IC pnp Apnp IE pnp Ico pnp Qpnp La co pnp 3 2 Mit der Beziehung f r den Kathodenstrom Ik Ig In Ic pnp 41 Gage Je 3 3 3 1 FUNKTIONSWEISE VON BAUELEMENTEN MIT THYRISTORSTRUKTUR 19 Ta pnp I i I C npn C pn 2 j Gate ae Tg npn I Tonpa T Y Ix
116. biete im Anodengebiet unterhalb der Kathodengebiete eingebracht Kathode Gate an pP Zn e p Anode Anodenkurzschliisse a Anodenkurzschluss Kathode cag Anode J i i Absolute Tr gerdichte b Ladungstr gerverteilung Abbildung 3 10 a Struktur eines GTOs mit Anodenkurzschl ssen und b Dotierung und Ladungstr gerver teilung in einer leitenden Vierschichtstruktur Die Ladungstr gerverteilung einer allgemeinen Vierschichtstruktur in leitendem Zustand ist in der Abbildung 3 10 b dargestellt Zum Ausschalten dieser Thyristorstruktur m ssen alle berschuss ladungstr ger insbesondere L cher aus der n Basis nz ausger umt werden Die kurzgeschlossenen Anodenemitter verhindern das Anlegen einer negativen Anoden Kathodenspannung die das Ausr u 28 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS men der Ladungstr ger durch einen R ckstrom erm glichen k nnte Es verbleiben so die interne Rekombination und Diffusion als Mechanismen zum Abbau der berschussladungstr ger Da die La dungstr gerkonzentration an L chern in den p Gebieten im thermischen Gleichgewicht h her ist als die in der n Basis im leitenden Fall findet keine nennenswerte Diffusion von L chern in die hochdo tieren p Gebiete statt Die eingebrachten n Regionen an der GTO Anode setzen die Barriere f r die Diffusion von L chern herab und bieten so eine Senke f r die berschussladungstr ger der n Basi
117. bung von schnell schaltenden Leistungshalbleitern als hinrei chend st rsicher erweisen DSO 1 DSO 2 all Lokales Netzwerk Firewall DSO 3 Fileserver Netzwerk Testsystem Abbildung 4 8 Netzwerkplan eines Testsystems mit separatem Segment f r die Messger te Ger t zur Verbindung mehrerer an ein Netzwerk angeschlossener Ger te zu einem Segment Ger t zur Kontrolle des Datenverkehrs aller Teilnehmer in einem Netzwerksegment mit einem weiteren Netzwerk segment 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 83 Im Falle eines Testsystems zur automatischen Vermessung von Leistungshalbleiter sind die Daten bertragungsraten im System zeitbestimmend Die bertragung der gemessenen Daten vom digitalen Speicheroszilloskop zum Steuerrechner dauert blicherweise l nger als die Messung selbst So ist f r den Anschluss aller datenerfassenden Systeme eine Verbindung mit m glichst hoher Daten bertra gungsrate sinnvoll Die Kommunikation mit Ger ten wie programmierbaren Spannungsquellen und digitalen Voltmetern ist nicht zeitkritisch da nur wenige Daten bertragen werden Diese Verbin dungen k nnen via RS232 RS422 oder IEEE 488 2 realisiert werden ohne das Gesamtsystem zu verlangsamen Die Leistungsf higkeit des Steuerrechners muss die Bedienung aller im Testsystem vorhandenen Kommunikationsbus
118. ch Aufstellen einer Differentialgleichung zweiter Ordnung berechnet aus denen dann die oben angegebenen Zeiten abgeleitet werden Bei der L sung der Differentialgleichung wird mit der Bedingung 6 lt w der Verlauf einer ged mpften Schwingung angestrebt da so die Clamp Diode Dc nach dem Entmagnetisieren mit einer negativen Spannung beaufschlagt wird und abschal tet 58 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Es ist auch denkbar in der Auslegung der Clamp Beschaltung den aperiodischen Grenzfall mit 6 w zu w hlen F r das Verhalten der Clamp Diode ist dieser Ansatz jedoch nicht sinnvoll W hrend des Entmagnetisierens der Clamp Induktivit t wird die Clamp Diode in Durchlassrichtung betrieben Kommt es nun zum Ausschalten der pin Struktur der Clamp Diode ohne eine Kommutierung so kann die Zahl der im Mittelgebiet gespeicherten Ladungstr ger nur durch Rekombination abnehmen Die Abnahme erfolgt mit einer abklingenden Exponentialfunktion mit der Ladungstr gerlebensdauer Tq als Abklingkonstante Die quantitative Beschreibung wird in Porst 1979 Abschnitt 6 2 gegeben Die Anwesenheit von mobilen Ladungstr gern im Mittelgebiet der pin Struktur der Clamp Diode ist al lein nicht problematisch Wenn allerdings der IGCT wieder eingeschaltet wird wird die Clamp Diode wieder in Vorw rtsrichtung betrieben Sind zu diesem Zeitpunkt nicht alle mobilen Ladungstr ger im Mittelgebiet der pin Struktur der Clamp Diode rekombiniert so k nnen diese
119. chenkreises von UDC n max 5KV U c n max 5 kv P n max S 25W 4 2 RDC n Rec IMO 4 2 Die T r des Teststandes ist mit einem Kontakt ausger stet der die Entladung ausl st wenn die T r 4 3 KOMPONENTEN DES LEISTUNGSHALBLEITER TESTSYSTEMS 77 ge ffnet wird Bei einem Ausfall des Steuerrechners w hrend einer Messung greifen die Mechanis men zu Begrenzung des maximalen Kurzschlussstromes wie in Abschnitt 4 5 2 3 beschrieben Um w hrend der Messungen einen willk rlichen Messerdungspunkt verwenden zu k nnen werden die Oszilloskope sowie die Versorgungen der Gateunits ber Trenntransformatoren versorgt 4 3 3 2 Schutz im Fehlerfall Beim Versagen eines Bauelements im Leistungsteil kann die gesamte im Zwischenkreis gespeicherte Energie freigesetzt werden Die Auslegung des Sicherheitskonzeptes gew hrleistet dass die gesamte Energie im Raum des Teststandes in W rme umgewandelt wird und m glichst wenige Komponen ten der Testschaltung bzw des Testsystems zerst rt werden Zu diesem Zweck wird umlaufend eine im Querschnitt ausreichend dimensionierte Potenzialausgleichsschiene montiert die an den Massean schluss der Kondensatorbatterie angeschlossen wird Gollnick 2003 Alle auf Erdpotenzial liegenden Geh useteile werden ebenfalls mit dieser Schiene verbunden um Fehlerstr me abzuleiten Die Trenntransformatoren von Oszilloskopen und Versorgung der Gateunits werden f r eine Isola tionsspannung von Prim r zu Sekund
120. cherheit Testsystem Messung Ansteuerung Leistungsteil K gt Sicherheit Leistungsteil Abbildung 4 3 Testsystem fiir Leistungshalbleiter 74 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER 4 3 2 Leistungsteil Im Leistungsteil des Testsystems wird die gew nschte Testschaltung realisiert F r die Charakteri sierung des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern wird eine Tiefsetzsteller Schaltung verwendet wie in Abschnitt 4 5 beschrieben wird W hrend bei den Messungen des Blockierstromes mit ei nem sehr kleinen Zwischenkreiskondensator gearbeitet werden kann siehe Abschnitt 4 5 1 wird zur Vermessung des Schaltverhaltens eine gro e Kondensatorbatterie ben tigt Die Kondensatorbatterie wird mit mehreren einzelnen Folienkondensatoren realisiert die durch eine ver nderbare Verschie nung das Einstellen verschiedener Kapazit tswerte erlaubt Verwendet werden neun Kondensatoren in drei Gruppen bestehend aus drei parallel geschalteten Kondensatoren mit einer Kapazit t von je 500 uF Jede Gruppe kann auf eine Spannung von 5kV aufgeladen werden Mit der Reihenschaltung der drei Gruppen wird die maximale Zwischenkreisspannung von Upc 15kV bei einer Zwischen kreiskapazit t von Cpe 500 uF erreicht Eine Parallelschaltung der drei Gruppen realisiert eine Zwischenkreiskapazit t von Cpe 4500 uF bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 5kV Die maximale gespeicherte Energie errechnet sich
121. chnellere Abarbeitung und eine bessere Reproduzierbarkeit der Messungen Schl sselfertige Testsysteme f r den Einsatz im Produktionsprozess von Leistungshalbleitern werden mit einer Firmware betrieben die f r die relevanten Tests konzipiert ist Tursky et al 2001 Diese Tester bieten kaum Flexibilit t f r die Implementation verschiedener Tests wie sie bei der Vermes sung von Prototypen und Labormustern ben tigt wird Die Softwarel sung f r das vorgestellte Test system verfolgt den Ansatz die Modularit t der verwendeten Komponenten in der Betriebssoftware abzubilden 4 4 2 Funktionale Anforderungen Mit der Betriebssoftware sollen die folgenden funktionalen Anforderungen erf llt werden 84 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Offline Messablaufssteuerung Datenauswertung Steuer Rechner Fileserver IEEE 488 2 Messger te Netzwerk TTL Leitungen T E Lichtwellenleiter Gate Signale und Trigger J Puls erzeugung Digital 1 0 Medien Converter Medien Converter RS232 Stromversorgung Gate Unit mM 227 eu Stromversorgung Zwischenkreis I cit Wee Temperaturregler i n Sicherheitssteuerung TTL Leitungen Voltmeter Zwischenkreis Isolierter Leistungs und DUT Gate Unit Datenerfassungsteil Abbildung 4 9 bersicht der durch
122. cs and Drive Systems Volume 2 Seiten 1291 1294 IEEE Nagel et al 2000 Nagel A Bernet S Br ckner T Steimer P und Apeldoorn O Characteri sation of IGCTs for series connected operation In JAS Seite IAS Annual Meeting Rome IAS IEEE Nagel et al 2001 Nagel A Bernet S Steimer P und Apeldoorn O A 24 MVA Inverter using IGCT Series Connection for Medium Voltage Applications In Industry Applications Conference Chicago IAS IAS Oetjen 1997 Oetjen J Hybrid 3000 A MOSFET for GTO cascode switches In Power Semicon ductor Devices and IC s 1997 ISPSD 97 1997 IEEE International Symposium on Seiten 241 244 Weimar Papadopoulos et al 2005 Papadopoulos C Papageorgiou P Stendius L hstr m J Hyttinen M und Johansson S Interconnection of Greek islands with dispersed generation via HVDC Light Technology In Power Systems with dispersed generation Athen Ray und Hewson 2000 Ray W F und Hewson C R High Performance Rogowski Current Trans ducers In Conference Record on the Industry Application Conference Volume 5 Seiten 3083 3090 IEEE Steimer et al 2005 Steimer P Apeldoorn O deg rd B Bernet S und Br ckner T Very High Power PEBB Technology In Proceedings of the 11th European Power Electronics and Applicati ons Conference EPE Dresden Steimer et al 1997 Steimer P Griining H Werninger J Carroll E Klaka S und Linder S IGCT
123. d IGCTs mit Blockierspannungen von 4 5kV 6 5KV am Markt erh ltlich und werden in Anwendungen industrieller Mittelspannungsstromrichter Bahnnetzkupplun gen und Systemen der Energieversorgung eingesetzt Die Verwendung von 5 5 kV IGCTs pro Schalt erposition in einem Dreipunkt Spannungswechselrichter 3L NPC VSC erlaubt eine Nennspannung am Stromrichterausgang von Uspn 4 16 kV IGCT basierte Mittelspannungsantriebe werden bis lang f r Nennspannungen von Usrn 2 3 kV 3 3 kV und 4 16 kV angeboten Der Einsatz einer Reihenschaltung von zwei bzw drei 4 5 kV oder 5 5 KV IGCTs oder eines 10 kV IGCTs pro Schalt erposition erm glicht die Erh hung der Ausgangsspannung auf Ugpn 6 7 2 KV ohne zus tzli chen Transformator F r die Reihenschaltung von IGCTs werden externe Beschaltungselemente ben tigt Zur gleichm i gen Aufteilung der statischen Blockierspannung wird ein parallel geschalteter ohmscher Widerstand ben tigt Die dynamische Symmetrierung wird durch Begrenzung des Spannungsanstiegs der Blo ckierspannung durch eine parallel geschaltete RC Reihenschaltung realisiert Der zus tzliche Auf wand an Beschaltungselementen zus tzliche Verluste in diesen Elementen und eine reduzierte Aus nutzung der Leistungshalbleiter stellen die wesentlichen Nachteile von in Reihe geschalteten IGCTs dar Bernet et al 2002 Nagel et al 2000 Nagel et al 2001 2 4 1 Spannungsanforderungen an IGCTs In der Abildung 2 5 sind die Anforderungen von
124. d auf dis _ Upc e A l dt La Die Clampinduktivit t ist entmagnetisiert und der Clampkondensator Co ist auf den Wert der Zwisch enkreisspannung aufgeladen somit ist Loa 0 ucc Upc A 2 160 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN Abbildung A 1 Ersatzschaltbild f r die analytischen Berechnungen der Clamp Beschaltung Die Clampdiode wird im Moment des Einschaltens schon in Sperrrichtung betrieben sie muss kei nen Strom ausschalten da der Clamp entmagnetisiert ist Die Spannung ber der Clampinduktivit t erreicht den Wert der Zwischenkreisspannung in dem Moment in dem der Strom durch die Clam pinduktivit t mit der eingestellten Anstiegsgeschwindigkeit dis dt zu steigen beginnt Die Streuin duktivit t im Clamp Kreis Le ist sehr klein verglichen mit der Clampinduktivit t Lc und kann hier vernachl ssigt werden Die Maschenuml ufe in den einzelnen Kreisen des Schaltbildes A 1 liefern die Gleichungen Upcl ucc Up O A 3 urc unca uc 0 A 4 Upe uci uca 0 A 5 Hieraus erhalt man die Differenzialgleichung fiir den Strom 7g durch den IGCT zu dig La Upc 0 A 6 lern DC A 6 F r den Knoten zwischen Freilaufdiode D und IGCT gilt IL ips is const A 7 Entsprechend gilt fiir die Stromanstiege dig _ dipi A 8 d d Mit den Anfangsbedingungen is t 0 0 ipe t 0 0 A 9 A 1 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT CLAMPBESCHALTUNG 161 erh lt man die L sungen f r de
125. d der Tailstrom flie t Die Ausschaltverluste des IGCTs werden durch Integration der Augenblicksleistung ber die gesamte Zeit des Ausschaltens berechnet mit t tend t tend Eos p t dt Uax t Ia t de 3 18 t 0 t 0 Als Startzeit t 0 wird der Zeitpunkt der beginnenden Kommutierung des Anodenstromes gew hlt der Endzeitpunkt des Schaltvorganges ist erreicht wenn der Anodenstrom den Wert des station ren Sperrstromes erreicht Die Abbildung 3 28 a zeigt den Verlauf eines Abschaltvorganges mit den eingetragenen zeitlichen Grenzen des Abschaltvorganges Die Abbildung 3 28 b zeigt den zeitlichen Verlauf der im Bauelement umgesetzten Augenblicksleistung und der Schaltverlustenergie 10 1000 T T T T T T E i oft off Us Is A MVA VAs kV 4 40 75 750 fT Bla el O 30 5 0 5000 De un RER 2 20 2 5 25000 ke boe L Alu aoe 10 0 0 en gt Sees 0 0 5 thus 10 15 20 25 0 5 tus 19 15 20 25 a Ausschaltverlauf b Leistung und Ausschaltverluste Abbildung 3 28 a Zeitlicher Verlauf eines IGCT Ausschaltvorganges und b zeitlicher Verlauf der Augen blicksleistung IL231 49 Den Hauptanteil der Ausschaltverluste liefert der Zeitabschnitt der steigenden Spannung Uax ber dem IGCT bei noch flie endem Anodenstrom J und wird entsprechend durch die Anstiegsgeschwin digkeit der Spannung Uax bestimmt Bernet 2000 Der Ausschaltverlauf des IGCT fordert im
126. d hierin nicht enthalten Der IGCT bringt die Zu verl ssigkeit des GTO Press Pack Geh uses ein Geringe Bauteileanzahlen im Leistungsteil und eine etablierte Bauelementequalifizierung Bernet 2000 ABB GTO Book machen den IGCT zu einem zuverl ssigen Mittelspannungsschalter Obwohl der IGCT mit einer recht anspruchsvollen Gateunit aufwartet so liegt deren Bauelementean zahl kaum ber der moderner IGBT Ansteuerungen Die Aufbereitung der faseroptisch bermittelten Schaltimpulse ist identisch gleiches gilt f r den Aufwand an logischer Beschaltung Bernet 2000 Die parallelen MOSFETs und die Elektrolytkondensatoren liefern keinen nennenswerten Beitrag zur Ausfallrate des Systems IGCT im Normalbetrieb dem stabilen mittleren Bereich der dargestellten Ausfallrate in Abbildung 3 31 Die Elektrolytkondensatoren haben sich allerdings als bestimmendes 48 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Bauelement in Bezug auf die Alterung erwiesen Neuere Entw rfe versuchen diese durch keramische Kondensatoren zu ersetzen Gr ning und Koyanagi 2005 K llensperger und DeDoncker 2005 Die kosmische Strahlung oder H henstrahlung deren Intensit t mit der H he ber dem Meeresspie gel ansteigt wurde als Ursache f r Ausf lle von Leistungshalbleitern mit hohen Vorw rtsstr men und hohen Blockierspannungen erkannt Die Ursache sind hochenergetische Partikel haupts chlich Pro tonen die im Weltraum auftreten und in die Atmosph re eintreten und dort
127. d nicht verl tet Die Kontaktierung geschieht allein durch den Druck im Spannverband Diese Bauform des Press Pack Geh uses wird Free Floating Silicon Technology genannt Molybd n hat einen thermischen 3 3 AUFBAU UND EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 33 Anode Keramikgehause Gehauseoberteil Water Konzentrische Cu Gateplatte Molybd nscheiben Geh useunterteil Gateunit Leiterplatte Ring zur Gate Isolierung Gatekontaktierung isolierte Verschraubung Abbildung 3 16 Querschnitt durch einen IGCT mit niederinduktiver Gateanbindung nach ABB GTO Book Ausdehnungskoeffizienten der dem von Silizium hnlich und wesentlich geringer als der von Kupfer ist acu 16 5 10 m K amo 5 2 10 m K ag 2 0 10 m K So wird die mechanische Beanspruchung des Silizium Wafers insbesondere der filigranen Kathodenfinger durch thermische Wechselspiele minimiert Durch die kathodenseitigen Molybd nscheiben werden die sternf rmigen Gate Anschl sse umschlossen es wird ein koaxiales System realisiert Die Anodenseite des Wafers kontaktiert das Geh useoberteil durch eine weitere Molybd nscheibe Die Anordnung der Bauteile aus Abbildung 3 17 ist als Querschnitt durch das Geh use in Abbildung 3 16 dargestellt Wafer Geh useoberteil koaxiale Gateansteuerung Ring zur Gatekontaktierung Geh useunterteil Abbildung 3 17 Bestandteile des GCTs nach Gr ning 1998 34 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VO
128. de Diode innerhalb ihres sicheren Arbeitsbereiches zu betreiben muss der Stromanstieg d dt w hrend des Einschaltvorganges des IGCT begrenzt werden Der GCT selbst ist hierzu nicht in der Lage er verh lt sich wie ein z nden der Thyristor dessen Gradienten dU dt und dI dt w hrend des Einschaltvorganges nicht durch den Gate Strom steuerbar sind Ein externes Netzwerk zur Einschaltentlastung Turn On Snubber bestehend aus einer den Stromanstieg begrenzenden Spule Lc einer Diode Dc sowie einem Wi derstand Rc zur Abmagnetisierung der Spule und einer Kapazit t Cc zur Spannungsbegrenzung am Ventil sorgt f r einen sicheren Betrieb der abkommutierenden Freilaufdioden und die Begrenzung der Spannung an den Bauelementen Die Auslegung und Berechnung der Einschaltentlastung wird in Abschnitt 3 7 beschrieben 42 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS 3 4 3 Blockierverhalten Ein blockierender GCT verh lt sich nach dem Ausr umen aller mobilen Ladungstr ger aus der n Basis wie ein Transistor mit offenem Basisanschluss Im Unterschied zum GTO kann der GCT kaum durch elektrisches Rauschen oder einen Spannungsanstieg erneut in den leitenden Zustand gebracht werden da die Anbindung zwischen Gateunit und GCT niederinduktiv und von vernachl ssigbarer Impedanz ist Im Unterschied zu normalen Thyristoren die auch bei offenem Gate Blockierspan nung bernehmen k nnen muss beim IGCT im Blockierzustand kontinuierlich eine negative Gate Kathoden
129. de m glich ist Mit den im Rahmen dieser Arbeit durchgef hrten Untersuchungen konnte gezeigt werden dass ba sierend auf den Prototypen von 10 kV IGCTs mit einem Siliziumdurchmesser von 68mm ein robuster Leistungshalbleiter f r Mittelspannungsstromrichter entwickelt werden kann Abstract Increasing the output voltage of a voltage source converter using a given topology can be achieved by the use of a series connection of power semiconductors in each switch position or the use of a device with a higher blocking voltage The scope of this dissertation is the experimental characterization of the first 10 kV IGCTs Based on an overview of available power semiconductors with turn off capability in the medium voltage range the motivation for a 10 kV IGCT is given It is shown that the use of 10 kV IGCTs and diodes compared to a series connection of semiconductors enables a reduction of components in the power part as well as the increase of reliability A modular test system was developed to perform the characterization of the 10 kV IGCTs The possi bility of an automated testing enables shorter times for measurement and analysis The reproducibility of the measurements for different devices is increased The software of the test system integrates the different measurement devices in a single graphical user interface The characterization of 10 kV IGCTs was carried out for asymmetric and reverse conducting devices which received different level
130. de mit gemessen werden so kann die direkte Spannungsmessung am Bauelement mit einem Differenztastkopf erfolgen Alter nativ kann mittels eines normalen erdbezogenen Hochspannungstastkopfes die Spannung upr us gemessen werden Die notwendige Subtraktion erfolgt direkt nach der Messung im Rahmen der Aus wertung Der Schalterstrom is wird mit einem koaxialen Shunt oder durch Rogowskispulen erfasst 4 5 2 2 Auslegung Vor dem Vermessen des Schaltverhaltens eines IGCTs sind die passiven Komponenten Cpe Luast sowie die Elemente der Clamp Beschaltung auszulegen Dimensionierung von Lastinduktivit t L as und Zwischenkreiskondensator Cpo Die Aufgabe der Lastinduktivit t in der Testschaltung ist die Nachbildung einer m glichst idealen Stromquelle mit nahezu konstantem Strom w hrend der Kommutierung um die Kommutierungen des Stromrichterbe triebes nachzubilden Ideal wird ein konstant flie ender Laststrom mit dem Doppelpuls vom leitenden Schalter zur Freilaufdiode und zur ck kommutiert Real muss der Laststrom in der Lastinduktivit t erst aufgebaut werden der dann vom IGCT abgeschaltet werden kann siehe Phase ton in Abbildung 4 22 b Der Zwischenkreiskondensator wird durch die zur Aufmagnetisierung entnommene Energie entladen die Zwischenkreisspannung sinkt um den Wert AUpc ab Mit der Gr e der Lastinduktivit t wird der Anstieg des Laststromes f r die Zeitintervalle mit durch geschaltetem IGCT eingestellt Der Stromanstieg errech
131. de wichtig in denen die zu testenden Bauelemente im Leistungsteil der Nennspannung ausge setzt sind Da die Bauelemente im Grenzbereich ihres sicheren Arbeitsbereiches betrieben werden k nnen sind diese Betriebszust nde so kurz wie m glich zu halten Die Durchf hrung der komplet ten Auswertung direkt nach einer Messung bedeutet eine Verl ngerung der Messzeiten W hrend dieser Zeiten wird das zu testende Bauelement unn tig mit der Blockierspannung betrieben Bei der Konzeption wird ber cksichtigt dass die in der Abbildung 4 12 dargestellten Phasen der Messung und der Daten bertagung auf dem Steuerrechner exklusiv abgearbeitet werden Um den noch die Zykluszeit f r eine Messung innerhalb einer Sequenz zu verk rzen wird der Entwurf der Software so gew hlt dass eine Verteilung der einzelnen Programmf den Threads auf verschiede nen Prozessorkerne oder verschiedene Rechnersysteme m glich ist Die Abbildung 4 12 a zeigt den Ablauf einer Messung auf einem Einzelprozessorsystem Die Abtrennung der Auswertung auf einen separaten Rechner wie in Abbildung4 12 b dargestellt bedeutet eine Verk rzung der Dauer einer einzelnen Messung Soll das zeitliche Verhalten der Abarbeitung von Softwaremodulen exakt voraus sagbar sein so ist der Einsatz eines Echtzeitbetriebssystems Real Time Operating System RTOS unabdingbar Tursky et al 2001 Steuerrechner P ulsprogrammierung Auswertung1 i 1 OH Messung gt Daten bertragung
132. dern low loss high turn off capa bility GCT gate drive concept In th European Conference on Power Electronics and Applicati ons Seiten 1 10 Dresden Gr ning und deg rd 1997 Griining H und deg rd B High performance Low Cost MVA In verters Realised With Integrated Gate Commutated Thyristors In European Conference on Power Electronics and Applications Trondheim Griining et al 1996 Griining H Odegard B Rees J Weber A Carroll E und Eicher S High Power Hard Driven GTO Module for 4 5 kV 3 kA Snubberless Operation In Conference Record of the PCIM Conference Seiten 169 183 N rnberg Hanson und Sandeberg 2005 Hanson J und Sandeberg P Selbstgefiihrte Umrichter im elektri schen Versorgungsnetz In ETG Fachkongress 2005 Dresden ETG Energietechnische Gesellschaft im VDE ETG LITERATURVERZEICHNIS 181 Hewson et al 2006 Hewson C R Ray W F und Davis R M Verification of Rogowski Current Transducer s Abiliy to measure fast switching Transients In Applied Power Electronics Confe rence and Exposition Seite 7ff IEEE APEC Holtz und Rosner 1999 Holtz J und R sner R Gate drive power recovery and regenerative snub ber scheme for series connected GTOs in high voltage inverters In Conference Record of the 34th IAS Annual Meeting Volume 3 Seiten 1535 1540 Phoenix IEEE Jimenez Martinez et al 2005 Jimenez Martinez J M Soto F de Jodar E A Villarejo J und Roca Do
133. die automatisierte Vermessung als auch die eingebettete automatische Berichterstellung implementiert und verifiziert werden Der Test der Softwarekomponenten auf innere Fehler geschieht durch den Einsatz des V Analyzer Toolkit NI VI Analyzer Toolkit mit dem die Funktionalit t die Einhaltung der spezifizierten Schnittstellen und die Dokumentation eines VI eingehend untersucht werden kann 4 5 Testschaltungen 4 5 1 Schaltung zur Untersuchung des Blockierverhaltens Zur Messung des Blockierstromes wird dem zu testenden Bauelement eine Blockierspannung auf gepr gt der sich einstellende Blockierstrom wird durch einen geeigneten Messaufnehmer gemes sen Die Wiederholung der Messung bei verschiedenen Blockierspannungen und Temperaturen cha rakterisiert des Blockierverhalten Zur Messung werden h ufig Verfahren verwendet bei denen die anzulegende Spannung mit aus dem Netz gewonnenen Sinushalbwellen realisiert wird Mit einem einstellbaren Transformator wird die Spannungsh he festgelegt Ein Spitzenwertdetektor erfasst den Spitzenwert des Blockierstromes Lappe und Fischer 1993 Das hier vorgestellte Verfahren stellt ein Verfahren der Messung mit einer angelegten Gleichspannung dar diese wird aber nur f r sehr kurze Zeit an das Bauelement angelegt Mit der Schaltung k nnen sowohl Blockier und Sperrstr me von IGCTs als auch Sperrstr me von Dioden gemessen werden Bhalerao 2007 Das implementierte Verfahren l sst sich als Variation im Leist
134. die Betriebssoftware zu steuernden Komponenten in einem Testsystem f r Leistungshalbleiter Benutzerschnittstelle Der Sinn und Zweck einer grafischen Benutzerschnittstelle graphical user interface GUI sind die einfache Bedienung und die Vermeidung von Fehleingaben Nach Abbildung 4 9 sind beim Abarbeiten von Testsequenzen verschiedene Messger te zu bedienen Die Bedienung dieser Ger te wird durch eine einheitliche Benutzerschnittstelle vereinfacht Eine explizite Einarbei tung in die Ansteuerung jedes einzelnen Ger tes kann dem Benutzer so abgenommen werden be 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 85 sonders wenn einzelne Komponenten ausgetauscht werden z B Oszilloskope Die Einzelmessung und die Messungen von Testserien werden mit einer einheitlichen Benutzerschnittstelle zusammen gefasst Die Gestaltung der Benutzeroberfl che folgt den Richtlinien f r Ergonomie Siedersleben 2002 Kapitel 5 Fehleingaben k nnen bereits an der Benutzerschnittstelle abgefangen werden Alle Entwurfswerkzeu ge erlauben die Pr fung des Wertebereiches eines eingegebenen Zahlwertes oder die Beschr nkung der Wahlm glichkeiten durch Dialogelemente und Auswahlmen s Initialisierung der verwendeten Ger te Vor Beginn jeder Messung sind die verwendeten Mess ger te auf ihre Funktion zu berpr fen und f r die Messung vorzubereiten Die Einstellungen der Ger te werden zur Protokollierung der Messung gespeichert und sind so wiederher
135. die Gateunit eine negative Spannung an das Gate angelegt der Schalter V6 in Abbildung 3 36 a bleibt geschlossen 3 6 ANSTEUERSCHALTUNG 53 IGCT Kathode 20V Kondensator bank V6 m OFF Parallele cx MOSFETs 600 z ov 0 10 20 30 t us a Ausschalt Impuls Erzeugung b Stromverlauf Abbildung 3 36 a Ansteuerschaltung zum Abschalten eines IGCTs und b an einem 10kV IGCT gemessene Verl ufe von Gate und Anodenstrom 3 6 4 Entwicklungspotenzial der Ansteuerschaltungen Neuere Konzepte der Ansteuerung verfolgen die Reduzierung der Verlustleistung in der Ansteue rungsschaltung und deren mechanische Abma e Die aktuelle Entwicklung der Technologie geschal teter Stromversorgungen erm glicht andere Schaltungskonzepte und ein neues mechanisches Design der Ansteuerschaltung Das Ersetzen der Elektrolytkondensatoren durch keramische Mehrschichtkon densatoren erh ht in derartigen Konzepten die Ausfallsicherheit Die rotationssymmetrische Anord nung der schaltenden MOSFETs und der keramischen Kondensatoren verringert die Streuinduktivitat im Gatekreis Der Trend der Stromversorgungstechnik in PCs zu h heren Str men und schnelleren Schaltzeiten hat die Entwicklung der MOSFETs deutlich beeinflusst so dass der Gatestrom nun mit einer geringeren Anzahl von MOSFETs geschaltet werden kann Damit kann die Ansteuerschaltung deutlich verkleinert werden Gr ning und Koyanagi 2005 Ein anderer Weg ist die Aufteilung der Auf
136. dler Die Messung wird zu einem anderen Zeitpunkt begonnen als die Messung des Ausschaltverlaufes und dauert auch wesentlich l nger deshalb ist die Verwendung eines weiteren Speicheroszilloskopes sinnvoll Von der Pulserzeugung wird ein eigenes Triggersignal erzeugt So kann eine andere Zeitbasis zu Grunde gelegt werden mit der der Strom is durch den IGCT und die Durchlassspannung Ur getrennt von der Messung des Ausschaltverlaufes erfasst werden k nnen Da bei dieser Messung die Spannungswerte sehr klein sind ist ein sorgf ltiger Offset Abgleich des Spannungswandlers und des Stromwandlers notwendig Nachteilig bei diesem Verfahren sind die durch die kleinen Signalamplituden sehr stark verrauschten Signale Diese m ssen im Rahmen der Datenauswertung aufbereitet und gefiltert werden um brauchbare Ergebnisse zu erhalten Die Abbildung 4 27 a zeigt schematisch den Messaufbau zur Messung der Durchlasscharakteristik w hrend der Messung des Ausschaltverhaltens Es werden je eine Rogowskispule f r den Durch lassstrom is und den Strom im Ausschaltmoment verwendet Die Abbildung 4 27 b zeigt die ge messenen Verl ufe von Schalterstrom und Durchlassspannung w hrend des in der Abbildung 4 22 b dargestellten Zeitraumes ton In der Abbildung 4 27 c wird die aus diesen Messdaten gewonnene Durchlasskennlinie des asymmetrischen 10 kV IGCTs IL231 31 dargestellt Kapitel 5 Experimentelle Untersuchungen von 10 kV IGCTs Im folgenden Abschnitt we
137. durch ex terne Bauelemente realisiert werden Nagel et al 2000 Nagel et al 2001 Anwendungsgebiete der Hochspannungs Gleichstrom bertragung sind Versorgungen von Off Shore Plattformen in der Erd l und Erdgasgewinnung die Versorgung von Inseln die Energie bertragung auf dem Festland durch Erdkabel und die direkte Koppelung von verschiedenen Versorgungsnet zen Der Energieetransport von Off Shore Windparks zum Festland bei Entfernungen von mehr als 50 70 km k nnte zuk nftig eine interessante Applikation im Rahmen der Nutzung regenerativer Energien sein Der Bereich der Mittelspannungsstromrichter ist ein kontinuierlich wachsender Markt mit einem Trend hin zu gr eren Stromrichterausgangsspannungen und zu gr eren Stromrichterleistungen Zur 2 3 EIGENSCHAFTEN VON IGBTS UND IGCTS AUS ANWENDERSICHT 9 Energietransport Gleichrichter E Wechselrichter DC Kabel Netz1 Netz2 Wechselrichter Gleichrichter Energietransport Abbildung 2 4 Basistopologie der HVDC Light Energieiibertragung Realisierung kostengiinstiger Stromrichter sind die Verluste zu minimieren und die Ausnutzung der installierten Siliziumfl che sowie der installierten passiven Energiespeicher zu maximieren Bernet 2005 Krug et al 2004 Um den Anforderungen nach erh hter Ausgangsleistung und erh hter Aus gangsspannung zu erf llen bestehen die folgenden M glichkeiten 1 Bei der Verwendung von Multi Level Topologien kann die Anzahl der Au
138. e ee Semikron Abbildung 2 1 Maximale Blockierspannungen und Blockierstr me der am Markt verf gbaren abschaltbaren Leistungshalbleiter Stand Juli 2006 unterhalb der von IGCTs und GTOs W hrend GTO und IGCT ausschlie lich im Presspack Geh use angeboten werden dominiert das iso lierte Modulgeh use den Markt der IGBTs Mit dem IGBT Presspack Geh use Eicher et al 2004 werden IGBTs auch in Anwendungen eingesetzt die bislang den GTOs und IGCTs vorbehalten wa ren Andere Bauelemente wie der Emitter Turn Off Thyristor ETO Li et al 1998 Li et al 2000 oder der MOS Controlled Thyristor MCT werden ebenfalls im Presspackgeh use gefertigt haben aber bislang den Prototypenstatus nicht berwunden In Applikationen wie der selbstgef hrten Hochspannungs Gleichstrom bertragung HVDC Light ABB HVDC Light und statischen Kompensatoren STATCOM ist die Reihenschaltung von Leis tungshalbleitern notwendig um die ben tigte Blockierspannung pro Schalterposition zu realisieren Stapelbare Presspack Geh use erm glichen in diesen Applikationen den einfachen mechanischen Aufbau des Leistungsteils und die Integration redundanter Schalter In HVDC Applikationen werden zum Beispiel bis zu 300 IGBTs im Presspack Geh use Eicher et al 2004 ABB StakPak in Rei he geschaltet um die dort auftretenden Zwischenkreisspannungen bis zu 150 kV zu schalten ABB HVDC Light HVDC MurrayLink 2 1 BERBLICK BER ABSCHA
139. e und digitale Voltmeter sind mit einer solchen Schnittstelle ausger stet Bislang sind RS232 Schnittstellen standardm ssig in jedem PC enthalten wenngleich sie zunehmend von USB Schnittstellen verdr ngt werden Eine galvanische Trennung ist leicht realisier bar da f r zu sendende und empfangene Daten jeweils eine eigene Leitung verwendet wird Der Universal Serial Bus USB findet auch in der Messtechnik immer mehr Verbreitung Mit dem Standard USB2 0 ist eine Daten bertragung mit einer physikalischen Daten bertragungsrate von 82 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER 480 MBit s m glich Da USB ein Bussystem darstellt m ssen zur galvanischen Trennung Medien konverter eingesetzt werden die das komplette bidirektionale Bussystem transparent ber eine Licht wellenfaser bertragen Der Kommunikationsbus IEEE 488 2 auch bekannt als General Interface Purpose Bus GPIB ist in der Messtechnik sehr verbreitet und geniesst eine gute Unterst tzung durch die Hersteller von Mess ger ten IEEE 488 2 erlaubt die Daten bertragung mit einer Geschwindigkeit bis zu 1MByte s Da die verwendete Schnittstelle nach IEEE 488 2 keine Standardschnittstelle ist muss eine Erweiterungs karte in den steuernden PC eingebaut werden IEEE 488 2 realisiert ein Bussystem mit einem wohl definiertem Bus Controller blicherweise dem steuernden PC Der Bus Controller kontrolliert durch die Arbitrierung des Busses den Datenverkehr der Teiln
140. ehen sich auf die zul ssigen Verluste beim Betrieb von 10 kV IGCTs In Stromrichtern mit Stromrichterausgangsspannungen in dem hier vorgestellten Bereich wird die maxi male Stromrichterausgangsleistung durch die in den Leistungshalbleitern umgesetzte Verlustleistung begrenzt Daher sind die gesamten Verluste so gering wie m glich zu halten Die hier diskutierten 10 kV IGCTs haben eine sehr breite neutrale n Basis um die hohe Blockierspannung aufnehmen zu k nnen Hierdurch steigen nicht nur die Durchlassverluste und die Schaltverluste an auch die Blockierverluste k nnen nicht vernachl ssigt werden Die Raumladungszone ist im Blockierfall sehr breit Durch den Herstellungsprozess werden aber geringe Werte f r Ladungstr gerlebensdauer einge stellt um die Ausschaltverluste gering zu halten F r geringste Verluste ist die Dicke des IGCT Wafers so klein wie m glich zu w hlen Eicher und Bernet 2000 Abh ngig von der Schaltfrequenz wird 3 8 DESIGN VON 10 KV IGCTS 61 wie in Abschnitt 3 5 beschrieben der Wafer des 10 kV IGCT hinsichtlich geringer Durchlassverluste oder geringer Schaltverluste optimiert Ein gro er sicherer Arbeitsbereich und geringe Einschalt und Ausschaltverluste gem der Tech nologiekurve aus Abbildung 2 6 sind wichtige Anforderungen an das Design der 10 kV IGCTs und erm glichen eine hohe Ausnutzung der installierten Siliziumfl che Bernet et al 2003b 3 8 2 Design Der Entwurf eines 10 kV IGCTs bedeutet zun c
141. ehmer und kann somit die Daten bertragung mit Priorit ten versehen GPIB Manual Lappe und Fischer 1993 Neuere digitale Speicheroszilloskope DSO digital storage oscilloscope bieten einen Ethernetan schluss und erlauben die Verwendung von TCP IP Transmission Control Protocol Internet Protocol als Standard Kommunikationsschnittstelle Das bedeutet dass das Oszilloskop in ein lokales Netz werk eingebunden wird Gleicherma en bedeutet diese Tatsache dass jede St rung des Netzwerkes das Testsystem beeinflusst Aus Sicherheitsgr nden ist eine Trennung des Netzwerkes f r Messger te von einem normalen B ronetzwerk unbedingt notwendig Diese Kann kosteng nstig durch TCP IP Switches und eine Firewall realisiert werden Ein m glicher Netzwerkplan eines abgesicherten Test systems ist in der Abbildung 4 8 dargestellt Die Verbindung der Messger te via Ethernet kann ohne kostenintensive Spezialkomponenten realisiert werden Die erreichbare physikalische Daten bertra gungsgeschwindigkeit liegt derzeit bei 1 GBit s Zur galvanischen Trennung werden Medienkonver ter eingesetzt die die Daten transparent bertragen Zuk nftige bertragungsstandards mit h heren Datenraten werden die Zeit f r die Daten bertagung weiter reduzieren Die steigende Daten bertragungsgeschwindigkeit und Zuverl ssigkeit von draht losen Netzwerken kann den Einsatz von Medienkonvertern berfl ssig machen wenn sich die ver wendeten Systeme in der n heren Umge
142. einer Druchbruchspannung von Up 15V TransZorb Diode 1 5KE abgesichert Die Sperrschichttemperatur der Bauelemente wird durch je zwei in dem Spannverband montierte Heizelemente siehe Abbildung 4 4 auf die Werte von 7 25 50 85 105 und 125 C eingestellt 5 1 1 2 Schaltverhalten Zur Vermessung des Ausschaltverhaltens wird die Tiefsetzstellerschaltung nach Abbildung 4 5 2 auf Seite 100 verwendet Da am Markt bislang keine 10 kV Dioden verf gbar sind werden in allen Po sitionen Reihenschaltungen von 5 5 KV Dioden verwendet Um eine symmetrische Spannungsauf teilung ber beiden Dioden zu erreichen wird eine Symmetrierungsbeschaltung vorgesehen Die symmetrische Spannungsaufteilung im statischen Fall wird durch einen parallelen Widerstand von Rst Dxx 27kQ sichergestellt Der Strom durch die Symmetrierungswiderst nde ist mit Irst nx 120 mA viermal gr er als der Blockierstrom von rrm 30 mA der Dioden ABB 5SDFO8H6005 Die Spannungsaufteilung w hrend der Schaltvorg nge der Dioden wird durch eine dynamische Sym metrierung mit einem RC Snubber Rpxx 19 und Cpxx 0 5uF realisiert Da zun chst nur das Ausschaltverhalten untersucht werden soll wird die Messung mit einem Einzelpuls wie in Ab bildung 5 2 b dargestellt durchgef hrt Die Freilaufdioden Dr m ssen keinen Strom abschalten daher kann auf die dynamische Symmetrierung der Freilaufdioden verzichtet werden Somit ergibt sich die in der Abbildung 5 2 a dargestellte T
143. einer als 1 10 cm gew hlt werden Unter Ber cksichtigung der Anforderungen hinsichtlich der kritischen Feldst rke durchgezogene Kurve f r Uppm 4 5kV in Abbildung 3 43 mu ei 64 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS ne Substratdotierung von 8 10 cm verwendet werden die minimale Weite der n Basis ist dann Wy 310 um Eicher et al 1996 Die Abbildung 3 43 zeigt f r Bauelemente mit einer Spitzenblockierspannung von Uprm 10kV mit steigender Substratdotierung steigende minimale Basisweite die Feldverteilung im blockieren den Bauteil wird flacher und der Maximalwert des elektrischen Feldes wird reduziert Der verwende te Prozess zur Herstellung des dotierten Substrates erlaubt die Herstellung von Silizium mit einer Substratdotierung von 4 2 101 cm Eicher und Bernet 2000 Dieser Wert entspricht einem spezi fischen Widerstand von 1000 Q cm Nach Abbildung 3 43 kann die Weite der n Basis mit 700 um festgelegt werden um die Anforderungen zu erf llen Die in Eicher und Bernet 2000 vorgestellten Berechnungen weisen einem so entworfenen 10 KV IGCT simulativ ein gutes Verh ltnis zwischen Zuverl ssigkeit und Verlusten nach Neuere Berechnungen haben zu einem etwas konservativen Ent wurf der Basisweite gef hrt Bernet et al 2003a Bernet et al 2003b und legen die maximale Weite der n Basis zu w 900 um fest 1050 um n n Anode n Kathode n Basis Transparente p Basis n Bufferlayer p An
144. eistungen S lt 5 5 MVA kann die Komponentenanzahl um 71 reduziert werden bei Leistungen S gt 5 5 MVA wird eine Reduzierung der Komponentenzahl um 41 erreicht Dies senkt die Material und Herstellungskos 16 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER ten drastisch Die Verwendung von 10 kV IGCTs im Leistungsteil steigert die Zuverl ssigkeit des Stromrichters Bei Leistungen S lt 5 5 MVA wird eine um 56 verbesserte Zuverl ssigkeit erreicht bei S gt 5 5 MVA um 12 In Simulationen wurde gezeigt dass die Gesamtverluste von 10 kV IGCTs und in Reihe geschalte ten 4 5 kV und 5 5 kV IGCTs im Schaltfrequenzbereich fs 200 Hz 1 kHz vergleichbar sind wenn eine applikationsspezifisch optimierter 10 kV IGCT siehe Abschnitt 3 5 verwendet wird Da aber bei der Verwendung von 10 kV IGCTs jegliche externe Beschaltungselemente zur Blockierspan nungssymmetrierung entfallen k nnen wird der mechanische Aufbau des Leistungsteils stark verein facht Dies hat geringere Montage und Wartungskosten zur Folge Eine kostenintensive Selektion der im Leistungsteil verwendeten IGCTs f r die Reihenschaltung kann somit ebenfalls entfallen Kapitel 3 Aufbau und Funktion von IGCTs Der integrierte gate kommutierte Thyristor IGCT hat sich zum bevorzugten Leistungshalbleiter im Anwendungsbereich der industriellen Mittelspannungsstromrichter gro er Leistung entwickelt Mit der Kombination der niedrigen Durchlassverluste einer Thyri
145. eite Einschalten verzichtet In der Abbildung 4 22 b sind die Aus und Einschaltphasen gekennzeichnet Bei gen 102 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER gend gro er Speichertiefe des aufzeichnenden Messger tes k nnen beide Vorg nge w hrend einer Messung erfasst werden Y L Da A Ups List R Tha L Y Dlu fa Ronunt a Prinzipschaltbild Aufmagnetisierung Freilauf Freilauf Ausschaltvorgang Einschaltvorgang AT a a l I Trigger bona tom fona I I gt Us E g he lpr Up gt to t t t b Prinzipielle Verl ufe von Str men und Spannungen Abbildung 4 22 Tiefsetzsteller zur Charakterisierung des Schaltverhaltens a Schaltbild und b Verl ufe von Str men und Spannungen an Freilaufdiode und zu untersuchendem Schalter 4 5 TESTSCHALTUNGEN 103 Die Ansteuerung des IGCTs erfolgt vom Steuerrechner aus Da die Vorg nge schnell ablaufen siehe Abschnitt 4 5 2 2 wird der Zeitpunkt t des Erreichens des abzuschaltenden Laststromwertes nicht messtechnisch bestimmt sondern vor Beginn der Messung aus den Werten der verwendeten Kompo nenten errechnet Die Spannung ber dem zu testenden IGCT wird mit einem Hochspannungstastkopf mit dem Bezug auf das Erdpotenzial aufgenommen Soll die Spannung ber der Freilaufdio
146. elden damit entspre chend reagiert werden kann 4 4 4 Realisierung 4 4 4 1 Schichtenmodell Entsprechend den Anforderungen aus den vorangehenden Abschnitten wird f r die Struktur der Be triebssoftware ein angepasstes Schichtenmodell verwendet Der Leitgedanke des Schichtenmodells im Softwareentwurf ist die Trennung der Zust ndigkeiten der einzelnen Komponenten Abgegrenz te Schichten befassen sich mit der Ansteuerung der verwendeten Ger te dem eigentlichen Anwen dungskern der Datenverwaltung und der oder den Benutzerschnittstellen Letztere unterscheiden die Dialogschnittstelle und die Eingabe per Script Erg nzt wird das System um eine Schicht zur Fehler behandlung Das Schichtenmodell f r die Betriebssoftware des Teststandes ist in der Abbildung 4 13 dargestellt Mit der Implementation von verschiedenen Treibermodulen zur Ansteuerung der einzelnen Kompo nenten wird eine Basis f r eine bergeordnete Betriebssoftware gelegt Diese Treibermodule werden einzeln spezifiziert implementiert und getestet Mit dem Einhalten der spezifizierten Schnittstellen kann ein einzelnes Messger t leicht durch ein vergleichbares Ger t ausgetauscht werden wenn ein Treibermodul implementiert wurde 4 4 4 2 Zustandsiibergangsdiagramme Die inneren Abl ufe einer Software k nnen mit Zustands bergangsdiagrammen state transition diagram beschrieben werden Bell et al 1997 Diese Notation beschreibt die Zust nde eines Sys tems und gibt die Bedin
147. ellungen der Messger te erfolgen vor Durch f hrung der Messungen Innerhalb der Messroutinen werden die Vertikal Einstellungen der beteilig ten Oszilloskope nur schrittweise ge ndert Um die Betriebssoftware des Testsystems nicht unn tig komplex zu gestalten werden die weiterf hrenden Einstellungen von den Messungen abgetrennt und in einem separaten Softwaremodul zur Fernsteuerung der Oszilloskope realisiert Tschirley 2005b 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 93 System Initiali sieren Beenden beendet bet tigt Warte erfolgreich schleife beendet Start der Messung Initiali sieren der Messger te sicherer Zustand hergestellt Durch Initialisierung f hrung erfolgreich beendet sicheren Zustand erstellen Fataler Fehler Abbildung 4 14 Zustands bergangsdiagramm des Hauptprogrammes 4 4 4 3 Auswahl der Entwicklungsumgebung LabVIEW Die Programmierspache LabVIEW ist eine grafische strukturierte Programmiersprache deren Aus f hrung den Regeln der Datenflu theorie folgt In einer prozeduralen Programmiersprache wie zum Beispiel C wird eine Anweisung ausgef hrt wenn die zuvor im Code geschriebene Anweisung aus gef hrt wurde In einer datenflu orientierten Sprache wird eine Instruktion nur dann ausgef hrt wenn alle ihre Eingangsparameter vorliegen Die Entwicklung der Programme geschieht auf einer applika
148. en ten helfen die Kosten zu reduzieren Zielt der Projekterfolg auf die Erf llung komplexer technischer Spezifikationen ab so wird man die Investition in kostenintensives Equipment als angemessen erach ten Tursky et al 2001 Bei einer generalisierten Herangehensweise k nnen diese Entscheidungen 4 1 MOTIVATION F R DIE ENTWICKLUNG EINES AUTOMATISIERTEN TESTSYSTEMS9 rechtzeitig getroffen werden und etwaige Risiken erkannt werden womit der erfolgreiche Abschluss des Projektes wesentlich wahrscheinlicher wird DeMarco 1997 DeMarco und Lister 2003 4 1 Motivation f r die Entwicklung eines automatisierten Test systems F r die Vermessung von der in dieser Arbeit behandelten 10 kV IGCTs ist ein Testsystem zu entwi ckeln dass die zeitsparende Untersuchung von verschiedenen Prototypen erm glicht W hrend die Messungen an Mittelspannungshalbleitern bislang manuell erfolgen soll hier eine teilautomatisierte und modulare L sung entwickelt werden Automatisierte Messungen bedeuten zun chst einen Kos tenvorteil Die Abbildung 4 2 stellt die Kosten ber Anzahl der durchzuf hrenden Messungen dar Obwohl die erstmaligen Kosten f r eine automatisierte L sung h her liegen wird oberhalb einer bestimmten Anzahl durchzuf hrender Messungen das automatisierte System g nstiger Kann dieser Schnittpunkt bereits mit der ersten Testserie erreicht werden so fallen die Kosten f r folgende Unter suchungen noch geringer aus Kosten f r existier
149. en sein Anstieg wird durch die Clampinduktivit t begrenzt Der Teilstrom B ruft den zweiten Maximalwert des Stromes durch den IGCT hervor das Verhalten wird in Intervall II und IV beschrieben Die Berechnung geschieht f r beide Teilstr me unabh ngig Diese N herung ist zul ssig da die den 168 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN Is Intervall II Intervall gt gt gt Interval Ill Intervall IV a gt a gt IS max II Teilstrom A IS max III Teilstrom B 40 42 44 46 48 50 52 54 56 t us to t4 t lmaxt2 t3 a Gemessener Verlauf b Prinzipieller Verlauf Ga u be gt ia ri c Vereinfachtes Ersatzschaltbild Abbildung A 5 Einschaltverlauf von eines 10kV IGCTs a Einschaltverlauf des 10kV IGCTS IL231 31 bei Upc 6 8kV und I 800A mit in Reihe geschalteten Dioden mit identischen Symmetrierungselementen in allen Positionen Rpr x Rpoci x 102 sowie der Clamp Beschaltung Lo 13 64H Ra 2 3 Q Ca 1 uF und b prinzipieller Verlauf des Stromes durch den IGCT sowie c Ersatzschaltbild f r die Beschreibung des Einschaltstromes durch den IGCT mit zusammengefassten in Reihe geschalteten Elementen Teilstrom A begrenzende Induktivit t L wesentlich kleiner ist als die Clampinduktivit t La Somit ist der Teilstrom B zum Zeitpunkt der Bestimmung des ersten Maximalwertes noch vernachl ssigbar klein Beim Erreichen des zweiten Ma
150. en des IGCT Teils 2 2 222 2 onen 142 5 32 IL320 29 Darstellung der Einschaltverluste 222 2 2 C Cum 143 5 33 Verl ufe von Str men und Spannungen beim Ausschalten der Diode von IL320 29 144 5 34 IL320 29 Ausschalten der Diode im r ckw rtsleitenden IGCT 2 2 2 0 145 5 35 IL320 29 Diode Ausschaltverluste 2 2 22 oo on nn 146 5 36 IL320 29 Aus den Ausschaltverl ufen extrahierte Parameter 222220 147 5 37 1L320 29 Ausschalten des Diodenteils mit einem modifizierten du dt Snubber 148 5 38 IL320 47 Ausschalten des Diodenteils 0 0000 00000200 150 5 39 IL320 47 Darstellung der Ausschaltverluste des Diodenteils 151 5 40 Ausschaltverluste des IGCT Teils von verschiedenen Bauelementen 152 5 41 Ausschaltverluste des Dioden Teils von allen untersuchten Bauelementen 153 A Ersatzschaltbild f r die analytischen Berechnungen der Clamp Beschaltung 160 A 2 Simulierter Verlauf beim Einschalten des IGCTs 2 222 2 Come n 161 A 3 Darstellung der in der analytischen Berechnung verwendeten Gr en 162 A 4 Simulierter Verlauf beim Ausschalten des IGCTs aoaaa 167 A 5 Verlauf und Ersatzschaltbild beim Einschalten von IGCTs mit in Reihe geschalteten Dioden 168 A 6 Intervall I Kommutierung des Laststromes von der Diode auf den IGCT 169 A 7 Intervall I Clampkondensator Cc wirkt als Quelle 2
151. enblattangaben zur Verlustleistung in Abh ngigkeit vom geschalteten Strom bei einer gegebenen Zwischenkreisspannung und einer Sperrschichttempera tur betrachtet Aus den angegebenen wenigen diskreten Daten wird ein Modell z B der Schaltverluste des Leistungshalbleiters f r alle Arbeitspunkte parametriert Die Modellierung erfolgt durch ein ein 4 2 ANFORDERUNGEN AN EINEN LEISTUNGSHALBLEITERTESTPLATZ 71 Polynom der Form Emodel 4a iba mit a b IR Blaabjerg et al 1996 Die Extraktion dieser Koef fizienten aus real gemessenen Daten bietet die M glichkeit das Verhalten eines neuen Bauelements oder Prototyps in der Anwendung im Stromrichter zu simulieren Zur genauen Simulation des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern m ssen die Parameter kom plexer Modelle bestimmt werden Modelle des IGCTs die auf den physikalischen Vorg ngen im Bau element basieren werden nach erfolgreicher Beschreibung an Messdaten angepasst um das Schalt verhalten genau zu beschreiben Kuhn und Schr der 2000 Wang et al 2004b Wintrich 1997 Mit entsprechend komplexen Modellen kann das Schaltverhalten der Leistungshalbleiter beim Betrieb in Reihen und Parallelschaltung untersucht werden Die Genauigkeiten jeder Parameterextraktion steigt wenn viele Messdaten des entsprechenden Bau elements im gesamten Arbeitsbereich und bei allen Betriebstemperaturen zur Verf gung stehen Ausbildung Ein weiterer Anwendungsbereich von Leistungshalbleiter Testsystemen
152. endes manuelles Testsystem Kosten Kosten f r ein automatisiertes Testsystem Anzahl der durchgef hrten Messungen Abbildung 4 2 Kostendarstellung f r manuelles und automatisiertes Testen Tursky et al 2001 Ein weiterer Vorteil liegt in der Reproduzierbarkeit der Messungen Bei der automatisierten Abar beitung werden die Parameter der einzelnen Messungen aus einer Konfigurationsdatei eingelesen So k nnen die Testbedingungen f r verschiedene Bauelemente exakt reproduziert werden 4 1 1 Anwendungsbereiche von Testsystemen f r Leistungshalbleiter Im Produktionsprozess von Leistungshalbleitern werden fest installierte Testsysteme zur Funktions berpr fung und der Qualit tssicherung im Fertigungsprozess verwendet Die gefertigten Bauelemen te erreichen so einen h heren Qualit tsstandard gleicherma en wird die Qualit t der Dokumentation f r den Anwender verbessert Hochleistungsbauelemente wie IGCTs und IGBTs durchlaufen in der Fertigung einen 100 Test bei dem das Bauelement im kompletten sicheren Arbeitsbereich Safe Operating Area SOA betrieben wird Die Messergebnisse werden gespeichert um bei Ausf llen der 70 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Bauelemente im Feld auf Produktionsfehler oder Auff lligkeiten im Test schliessen zu k nnen Die eingesetzten Fabrik Testsysteme sind hochspeziell und auf den Fertigungsprozess hin optimiert Der Grad der Automatisierung ist blicherweise h
153. enfassung der Knotenglei chungen A 14 ergibt iLa ici ica 0 A 15 Das Einsetzen der Gleichungen aus A 13 liefert die Differenzialgleichung Ba eee inas Unc 0 A 16 cl Corg Yoc Ra quod T ucc DC mit den Anfangsbedingungen ucat 0 0 icalt 0 irc A 17 Homogene L sung der Differenzialgleichung Zun chst wird die homogene L sung berechnet Die Differenzialgleichung ist Feta Ba n 0 A 18 u u ucc 0 f ci Corg Col Ra dt CCl CCl Der L sungsansatz ist uca e A 19 Einsetzen in A 18 liefert L Ladak a e 0 A 20 CI Hieraus ergibt sich die charakteristische Gleichung mit 1 1 X 0 A 21 RaCc LaCa i deren komplexe Nullstellen errechnet man zu 1 1 1 REN Se gt A 22 2Rc Cc 2RaCa Lala oe 6 4 4 6 w mit ER EU Ww A 23 i 2RaCa VLaCe l Mit der Substitution w w3 62 haben die konjugiert komplexen Nullstellen die Form A12 F Wy A 24 Die Relationen von und w zueinander geben die Form der L sung der Differenzialgleichung an e 0 lt we Schwache D mpfung der Zeitverlauf hat die Form einer ged mpften Schwingung die 1 2 sind konjugiert komplex e wi aperiodischer Grenzfall schwingungsf hige Systeme kommen am schnellsten zur Ruhe wenn dieser Fall vorliegt es gilt A Aa 164 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN j gt we starke aperiodische D mpfung die 2 sind reell negativ und versch
154. enn ihre Spannung auf Null gesunken ist d h wenn die IGCT Spannung den Wert der Zwischenkreisspannung Upc erreicht hat Ug Upr kV Is Ipp KA 0 10 20 30 40 50 t us Abbildung 5 27 Verl ufe von Str men und Spannungen mit IL320 29 als schaltendem IGCT und IL320 34 als Freilaufdiode Upc 6kV Is 650A 7 125 C sowie der Beschaltung Lo 22 6uH Ra 6 Q Cc 0 5 uF Ren 1 Q und Can 0 625 uF Die Abbildung 5 28 zeigt das Ausschaltverhalten von IL320 29 in verschiedenen Arbeitspunkten und bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen Die Abbildungen 5 28 a und 5 28 b zeigen eine mit wachsendem Strom steigende Spannungsanstiegsgeschwindigkeit In beiden Abbildungen erreicht die Spannung ber dem Bauelement den Maximalwert etwa zur selben Zeit wo der Tailstrom endet In den Abbildungen 5 28 c und 5 28 d werden die Ausschaltverl ufe bei verschiedenen Zwischen kreisspannungen und konstantem abzuschaltenden Strom dargestellt Die Dauer des flie enden Tail stromes ist wird im betrachteten Spannungsbereich bei diesem Bauelement kaum von der Zwisch enkreisspannung beeinflusst Bei einem abgeschalteten Strom von Is 600 A liegt die Zeit in der 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 139 der Strom vom Nennstrom zu Null wird bei tor 13us bei Unc 4kV und verringert sich auf tofi 10 us bei Upc 6 kV siehe Abbildung 5 28 d U
155. ensators Es flie t ein Kurzschlussstrom x der den Zwischenkreis schlagartig entl dt Ohne weitere Massnahmen ist dieses System mit zwei Energie speichern schwingf hig die H he des Kurzschlussstroms wird begrenzt durch den Wellenwiderstand J Loa Ls Coc Um den Kurzschlussstrom deutlich zu begrenzen wird ein Schutzwiderstand Rs in Reihe zur Kondensatorbatterie vorgesehen Dieser begrenzt einerseits den Maximalwert des flie 4 5 TESTSCHALTUNGEN 105 Benden Stromes und bed mpft andererseits die Schwingung Der Widerstand muss im Kurzschlussfall einer hohen Belastung standhalten und ist entsprechend dem maximalen Grenzlastintegral auszuw h len Der beim Durchbruch der Freilaufdiode leitende IGCT f hrt entsprechend den Kurzschlussstrom und wird dadurch nicht zwangsl ufig zerst rt Bleibt der Kurzschlussstrom unterhalb des Maximalstro mes rsu des IGCTs siehe 3 4 auf Seite 39 und wird dieser nicht abgeschaltet so kann der IGCT den Kurzschluss unbeschadet berstehen Wird der Kurzschluss von der Teststandssteuerung nicht erkannt so kann der Versuch den flie enden Kurzschlussstrom abzuschalten den IGCT zerst ren a Ersatzschaltbild b Strom und Spannungsverl ufe Abbildung 4 23 Durchbruch der Freilaufdiode bei leitendem IGCT a Ersatzschaltbild und b simulierte Verl ufe Upc 6 8kV IL 1kA 106 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Durchbruch bei blocki
156. ent Anode GTO In 4th International Power Electronics and Motion Control Conference Volume 1 Seiten 338 341 IPEMC Cailin et al 2004 Cailin W Yong G und Tao A Design Concept for 2800V 200A GCT Volu me 2 Seiten 847 850 IEEE Carroll et al 1997 Carroll E Klaka S und Linder S Intergrated Gate Commutated Thyristors A New Approach to High Power Devices In Proceedings of the IEMDC Eicher et al 1996 Eicher S Bauer F Zeller H Weber A und W Fichtner Design Conside rations for a 7kV 3kA GTO with Transparent Anode and Buffer Layer In 27th Annual Power Electronics Specialists Conference Volume 1 Seiten 29 34 Baveno IEEE Eicher und Bernet 2000 Eicher S und Bernet S The 10 kV IGCT A New Device for Medium Voltage Drives In IAS Conference Record Rome IAS IEEE Eicher et al 2004 Eicher S Rahimo M Tsyplakov E Schneider D Kopta A Schlapbach U und Carroll E 4 5kV Press Pack IGBT Designed for Ruggedness and Reliability Fazel et al 2005 Fazel S Krug D Taleb T und Bernet S Comparison of Power Semiconductor Utilization Losses and Harmonic In Proceedings of the 9th European Power Electronics and Applications Conference EPE Dresden EPE Gr ning 1998 Griining H Der GCT St rken und GTO und IGBT Technologie in einer Einheit In ETG Fachbericht 72 Seiten 75 99 Bad Nauheim VDE ETG Griining und Koyanagi 2005 Griining H und Koyanagi K A mo
157. er Strom irpr beschrieben werden durch q Upc t n t T inpr UPS ert etna A A 3 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT IN REIHE GESCHALTETEN DIODEN 171 mit den Zeitkonstanten 1 1 TI 1 TI 2 Die Gleichung A 68 wird Null f r gro e Werte der Zeit t Die L sung f r den Strom durch den IGCT in diesem Intervall ist Upc t n t n ig i Fine e M11 _ et m2 A 70 Der simulierte Verlauf ist in der Abbildung A 7 dargestellt Die Zeit ttmax ZU der ig in diesem Intervall maximal wird wird bestimmt durch die zeitliche Ablei tung der Gleichung A 67 d U T ig EA 1 er sinh wyt wy edut cosh wrt A 71 F r t tif max muss die Ableitung bei einer Zeit tpmax gt 0 zu Null werden Dies ist der Fall wenn der Term in der Klammer von Gleichung A 71 gleich Null ist Man errechnet die Zeit ty max ZU 1 th max artanh A 72 wy On Durch Einsetzen dieser Zeit in die Gleichung A 70 wird der Maximalwert des Stromes is in diesem Intervall bestimmt zu F a Upc L artanh U WI iS max 1 L e I x sinh artanh A 73 wy Le I Nach Erreichen des Maximums ig max Klingt der Teilstrom A exponentiell ab Wie in Abbildung A 5 b erkennbar beginnt der Stromanstieg durch die Clampinduktivit t mit dem in der Dimensio nierung festgelegten didt ebenfalls zum Zeitpunkt to Allerdings ist der Anteil dieses Stromes am gesamten Strom durch den IGCT zu diesem Zeitpunkt gering und wird durch den zuvor be
158. erden kann Als alternative L sungen kommen kommerziell verf gbare digitale Wortgeneratoren als Komplett ger t oder eine Eigenentwicklung in Frage Fertige Wortgeneratoren k nnen die ben tigte Flexibi lit t nicht zum Preis eines PC basierten Systems bieten und sind berlicherweise f r eine andere Zielanwendung digitale bertragung von Bildsignalen Telekommunikation vorgesehen Eine Ei genentwicklung basierend auf einer Ansteuerung via USB oder IEEE488 2 bedeutet einen h heren Entwicklungsaufwand f r Hard und Softwareentwicklung als die Integration der PCI Bus basierten PulseBlaster Karte in das System 4 3 5 Messger te Das Messsystem zur Erfassung transienter Signale umfasst die gesamte Kette von der Aufnahme des zu messenden Signals in der Testschaltung bis zur Speicherung der gemessenen Signal Zeit Verl ufe im Digitalrechner Die messtechnische Erfassung des transienten Verhaltens von Leistungshalbleitern mit den Mitteln der digitalen Signalerfassung bedeutet die Forderung nach einer hohen Abtastrate im digitalen Mess system bei gleichzeitiger hoher Bandbreite des analogen Teils der Signalerfassung Die Messung der Schaltvorg nge erfolgt in einzelnen Messungen im Impulsbetrieb und nicht im kontinuierlichen Betrieb siehe Abschnitt 4 5 2 Die gemessenen Daten werden durch das Erfassungssystem aufge zeichnet Soll beispielsweise ein 10 us dauernder Ausschaltvorgang eines Leistungshalbleiters mit 1000 Abtastwerten aufgezeichnet
159. erendem IGCT oder Fehler beim Ausschalten Versagt der ausschaltende IGCT so wird durch den Zwischenkreiskondensator die Induktivit ten Ly und Lc ein Reihenre sonanzkreis gebildet Damit besteht die M glichkeit einer Schwingung mit hohen Stromamplituden Der im vorhergehenden Abschnitt eingef hrte Widerstand Rs d mpft die entstehende Schwingung Ist diese D mpfung nicht ausreichend so wird eine R ckschwingdiode antiparallel zum Zwischen kreiskondensator geschaltet Diese Diode schliesst die negative Halbwelle der Schwingung kurz und beendet so den Schwingvorgang Bei der Auswahl der Diode ist zu ber cksichtigen dass sie den flie enden Kurzschlussstrom f hren k nnen muss und die gesamte Energie der ersten negativen Aus lenkung der Schwingung in W rme umsetzen muss c Versagen des IGCTs Ersatzschaltbild d Durchbruch IGCT mit Rs Messung Abbildung 4 24 Verl ufe bei versagendem IGCT im Moment des Ausschaltens a ohne d mpfenden Wider stand Rs b mit d mpfendem Widerstand Rg 0 2 Q c Ersatzschaltbild und d gemessener Verlauf beim Ausschaltversagen eines 10 kV IGCTs Upc 6 8kV IL 400 A 4 5 TESTSCHALTUNGEN 107 4 5 2 4 Messung des Gatestromes W hrend bei IGBTs und MOSFETs der Steuerstrom leicht messbar ist da der Anschluss zug ng lich ist m ssen bei der Messung des Gatestromes von IGCTs Modifikationen an der Gateunit vor genommen werden Die in Abschnit
160. erh hte Zuver l ssigkeit Die Technologie des Abstoppens des Feldes Field stop ist auch in IGBTs aktueller Stand der Technik Bernet 2000 Transparenter Anoden Emitter Um niedrige Ausschaltverluste zu erreichen muss wie beim GTO in Abschnitt 3 2 5 beschrieben die Stromverst rkung des anodenseitigen Transistors verringert wer den Der transparente Anodenemitter ist eine sehr d nne und schwach dotierte Region verglichen mit dem normalen Anodenemitter der als dicke stark dotierte Region ausgef hrt ist siehe Abbildung 3 19 Mit dem Anstieg der Spannung an der Anode werden die Elektronen aus diesem pn bergang ausger umt ohne ihrerseits die Emission von L chern zu bewirken Der anodenseitige pn bergang ist sehr schmal sein neutraler Bereich mit dem Kontakt zur Anode ist wesentlich kleiner als die Diffusionsl nge L Dieser Bereich erscheint transparent f r die Elektronen die mit hoher Wahr scheinlichkeit an der Anodenoberfl che rekombinieren Cailin und Yong 2004 ohne eine Injektion von L chern hervorzurufen Mit der Entwicklung von Buffer Layer und transparentem Anodenemitter f r die IGCT Technik wur den dann auch entsprechend die GTOs mit dieser Technik ausger stet Weber et al 1997 Klaka et al 1997b 36 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Kathode Gate j n p n Anode Transparenter Anodenemitter Abbildung 3 19 IGCT Wafer mit Buffer Layer und Transparentem Anodenemitter
161. erholtes Auftreten dieser Pulse kann das Bauteil zerst ren Die Gateunit reduziert entspre chend die Z ndimpulse bei negativer Gate Kathodenspannung Ucx und l st selbst ndig einen neuen Z ndimpuls Re Trigger gem Abschnitt 3 6 1 aus wenn die Gate Kathodenspannung Ug positiv geworden ist Odegard und Ernst 2002 Setz und L scher 2006 Die Gateunit sieht auch das externe Re triggern vor Diese Ma nahme ist notwendig wenn der IGCT ausgehend von einem kleinen Strom I einem gro en Stromanstieg d dt ausgesetzt wird Wenn der IGCT einen Strom deutlich oberhalb des Haltestromes f hrt ist ein weiterer schneller Stromanstieg dI dt nicht kritisch Ausgehend von einem kleinen Strom Jr ist auch ein langsamer Stromanstieg nicht kritisch f r den IGCT da die Gateunit mit intern erzeugten Z ndimpulsen reagieren kann Setz und L scher 2006 Oberhalb eines kritischen Stromanstieges dr crit dt wird das erneute Erzeugen von Z ndimpulsen durch die Stromrichtersteuerung extern realisiert 3 6 3 Ausschalten Die Ansteuerschaltung zum Abschalten des IGCTs ist in Abbildung 3 36 a dargestellt Der Schalter V6 besteht aus einer Parallelschaltung von mehreren MOSFETs Zum Ausschalten des IGCTs wird der Schalter V6 hart durchgeschaltet kurz nachdem der station re Gatestrom durch Ausschalten von V5 in Abbildung 3 35 ausgeschaltet wird Hierdurch wird der komplette Anodenstrom auf das Gate kommutiert W hrend des ausgeschalteten Zustandes wird durch
162. ermeiden GCT I Diode GCT Diode Kathode Anode Kathode l Anode l Anode Kathode Anode Kathode l I a Separation mit Graben b Separation mit pnp Struktur Abbildung 3 20 Separation zwischen Dioden und GCT Teil eines r ckw rtsleitenden IGCTs mit a Graben trench und und b mit pnp Struktur 3 3 AUFBAU UND EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 37 Der Diodenbereich wird vom GCT durch einen Separationsbereich getrennt Die Separation kann durch einen Graben trench erfolgen oder durch eine Trennung der beiden p Gebiete und damit For mung einer pnp Struktur Die pnp Struktur bedeutet einen geringen Gate Leckstrom zur Anode der Diode und eine hohe Blockierf higkeit bei geringem lateralen Platzbedarf Cailin et al 2004 Die Durchbruchspannung der pnp Struktur wird mit mindestens 20V in beiden Richtungen festgesetzt so dass kein nennenswerter Strom zwischen Gate des GCT und der Anode der antiparallelen Diode flie en kann Das Schaltverhalten der Diode wird durch Bestrahlung mit Protonen und Elektronen bestrahlung hinsichtlich Ausschaltverlusten H he der R ckstromspitze und Durchlassverlusten opti miert Weber et al 1997 Die Abbildung 3 21 zeigt den Wafer eines r ckw rtsleitenden GCTs mit der Sicht auf den Kathoden bereich des GCTs Innerhalb der Kontaktfl che f r den Gate Ring und des Separationsbereichs ist der Diodenbereich sichtbar Dioden Bereich Gate Kontaktierung IGCT Bereich Seprara
163. errschichttemperatur f r 15 s bei dieser Spannung betrieben werden Aus gangspunkt hierf r ist eine netzseitig um 33 erh hte Phasenspannung die f r eine Dauer von 15 s toleriert werden muss Die maximale periodische Blockierspannung Uprm gibt die maximale dyna mische Spannung des Bauelementes an die zur Beherrschung der Schaltvorg nge im Wechselrichter ben tigt wird Ausgehend von diesen Betrachtungen wird in der Tabelle 2 2 die ben tigte Blockierspannung der ein gesetzten IGCTs und Dioden zur Realisierung von Dreipunkt Spannungswechselrichtern 3L NPC VSC mit den verschiedenen Stromrichternennausgangsspannungen Usrn angegeben Oberhalb ei ner Stromrichterausgangsspannung von 4 16 kV kann die notwendige Blockierspannung nicht mehr durch einen einzelnen IGCT pro Schalterposition realisiert werden Mit einer Reihenschaltung von zwei 4 5 kV IGCTs und entsprechenden Dioden pro Schalterposition kann ein Dreipunkt Spannungs wechselrichter 3L NPC VSC realisiert werden wenn statisch und dynamisch eine Spannungsabwei chung von 10 verglichen mit der idealen Reihenschaltung erlaubt wird Bernet et al 2002 Nagel et al 2000 Nagel et al 2001 In der Tabelle 2 3 wird die Anzahl der in Reihenschaltung ben tig ten IGCTs Dioden pro Schalterposition f r Dreipunkt Spannungswechselrichter mit Ausgangsspan nungen von Ugms 2 3 kV bis 7 2 kV angegeben Ein 6 kV Stromrichter kann mit einer Reihen schaltung aus zwei 4 5 kV IGCTs realisiert werden F
164. es Ausschaltvorganges Hier ist die Clam pinduktivit t entmagnetisiert und die Clampdiode schaltet aus di Upc una La a A 38 T t t Upc urc dr ta dita A 39 0 0 t Upc ura dr Larlinc t iral0 A 40 0 A 41 Der Zeitverlauf des Stromes ipc wird berechnet zu 1 ff itc iLc 0 Upc urci dt Cl Jo i f I To DC Er er sin w T Upc dr EEN g w r d A 42 e sin w 7T dr La 0 w1C Mit Bronstein und Semendajev 1989 Br459 wird daraus f Ti a ita JI sa sin wit w cos w t e 0 Jepe 6 sin w 0 Wy cos w 0 inci 0 A 43 166 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN Ir t 6 t t A 44 LCI wy LaColw 82 e sin wit w cos w u1 Mit der Zwischenbetrachtung 1 1 1 1 Tone Oe a Do Do en LaCo wz LaCalw Lalcws Lat ara kann A 44 umgeschrieben werden zu T ita IL le 5 sin w t w cos w t w1 A 46 1 Normiert auf den Strom J erh lt man ji Inn le 6 sin wit w cos w t w1 A 47 IL Wy Die Zeit tp ist die erste Nullstelle f r t gt 0 aus A 47 Die Exponentialunktion liefert keinen Beitrag zur Ermittlung der Nullstelle und kann damit o B d A entfallen Man errechnet tp mit 1 0 6 sin witp w cos witp a1 1 A 48 1 2 sin w tp cos w tp A 49 1 a sin witp cos w tp A 50 1 S sin wito _ _ A 5
165. estschaltung f r die Messung des Ausschaltverhaltens der 10 kV IGCTs Mit der Dimensionierung der Lastinduktivit t Li 1 mH wird w hrend des Aufmagnetisierens bei einer Zwischenkreisspannung ein Stromanstieg von dis dt 7 A us erreicht F r die Kommutierung des Laststromes J 1KA auf den Freilaufdioden nach einem aktiv ein schaltenden IGCT wird ein Stromanstieg von di dt 500 A us gefordert Entsprechend wird die Clampinduktivit t zu Zc 13 6 uH dimensioniert Eine maximal zul ssige Spannungs berh hung beim Entmagnetisieren der Clampinduktivit t auf einen Wert von Uprm 8000 V und eine Entma gnetisierungszeit von tp 20 us f hrt nach 3 7 2 2 und A 2 zu einem Wert von Cc 1uF f r den Clampkondensator und Rc 2 3 Q f r den Clampwiderstand Im Falle des Versagens eines IGCTs wird der flie ende Kurzschlussstrom durch die Clampinduktivit t und den Schutzwiderstand von Rs 0 70 auf einen Wert von Ik max 8 7 KA begrenzt wie in der Simulation in Abbildung 5 3 dargestellt Die Schaltung nach Abbildung 5 2 a wird in einem Spannverband aufgebaut Der Entwurf ist in der Abbildung 5 4 dargestellt die Abbildung 4 4 in Abschnitt 4 3 2 zeigt ein Foto des Testaufbaus Der Aufbau erfolgt mit dem Masseanschluss am oberen Ende des Spannverbandes um den mit Erdbezug 114 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS Rocn Don y Runen Open Roce N Reever Coca Trigger D i N
166. fbau eines Testsystems f r Leistungshalbleiter Der folgende Abschnitt beschreibt den Aufbau eines Testsystems f r die Vermessung von 10 kV IGCTs in Press Pack Geh usen das f r die halbautomatische Vermessung von Prototypen und Klein serien ausgelegt ist Ein modularer Aufbau in Hard und Software erm glicht die Implementierung von verschiedenen Schaltungen im Leistungsteil und damit die Durchf hrung verschiedener Mess aufgaben bei der Charakterisierung von neuen Leistungshalbleitern der Untersuchung von Ansteu erverfahren von Reihen und Parallelschaltungen von Leistungshalbleitern sowie bei der Extraktion von Parametern f r Simulationsmodelle Der Abschnitt 4 1 gibt die Motivation f r den Entwurf eines teilautomatisierten Testsystems und dessen Anwendungsm glichkeiten wieder Die Abgrenzung von fest installierten Testsystemen f r den Produktionsprozess wird diskutiert In Abschnitt 4 2 werden die elektrischen und funktionalen Anforderungen an den Teststand beschrieben Ausgehend von diesen Anforderungen werden in Ab schnitt 4 3 die verwendeten Komponenten zum Aufbau des Testsystems beschrieben Der Abschnitt 4 3 3 diskutiert dabei Belange der Betriebssicherheit der Anlage Zur Realisierung der automatisier ten Vermessung wird eine modulare Betriebssoftware ben tigt deren Anforderungen Entwurf und Implementierung in Abschnitt 4 4 beschrieben wird Die zur Charakterisierung der 10 kV IGCTs verwendeten Testschaltungen werden in Absch
167. gaben der Ansteuereinheit Der f r den Abschaltvor gang verantwortliche Teil bestehend aus MOSFETs und der Kondensatorbank wird in das Press Pack Geh use integriert Auch hier wird auf Elektrolytkondensatoren zu Gunsten von keramischen Kondensatoren verzichtet Dieser Schaltungsteil ist damit sehr niederinduktiv angebunden Der ver bleibende Teil der Ansteuerung ist hinsichtlich der Streuinduktivit t nicht kritisch und kann wie bei IGBTs getrennt ausgef hrt werden Ein Prototyp dieses Ansatzes wird in K llensperger und DeDon cker 2005 und K llensperger und DeDoncker 2006 vorgestellt Die Versorgung der Ansteuerschaltung mit der ben tigen Energie bietet ebenfalls Potenzial f r neu artige Konzepte Die Spannungsversorgung der einzelnen IGCTs muss f r eine Isolationsspannung von mehr als 10 kV ausgelegt werden Zum Erreichen hoher Bauteilespannungen werden in Reihe ge schaltete Leistungshalbleiter immer durch eine RC oder RCD Beschaltung dynamisch symmetriert wodurch direkt neben jedem IGCT eine Kapazit t von 0 5 1 uF vorhanden ist Aktuelle Entwick lungen nutzen die Energie die in diesen Kapazit ten der Beschaltungsnetzwerke gespeichert ist f r die Versorgung der Ansteuerschaltung Bernet et al 2002 Die Energie die hierf r nicht ben tigt wird kann sogar in den Zwischenkreis zur ckgespeist werden wodurch die Verluste in den Beschal tungsnetzwerken gesenkt werden k nnen Holtz und R sner 1999 54 KAPITEL 3 AUFBAU UN
168. gemeinen das Produkt aus maximal abschaltbarem Strom Ireqom und maximaler periodischer Spitzenblockier spannung Uprm verwendet siehe auch Abbildung 2 5 in Abschnitt 2 4 Bei IGBTs findet das Produkt aus maximaler Kollektor Emitter Spannung Ucz max und maximalem Kollektorstrom Ic max Anwen dung Sncct Uprm Tragom SN IGBT UCE max IC max 2 1 Bei einem harten Ausschaltvorgang kann die nach Gleichung 2 1 definierte Schalterleistung auch als Augenblicksleistung auftreten wenn nach dem Abschalten des Stromes Ic max bzw Ircom die Ma ximalspannung Up max bzw Uprm am Leistungshalbleiter anliegt Auch wenn IGBTs blicherweise den doppelten Nennstrom abschalten k nnen so liegt die Schalterleistung der IGBTs bislang deutlich 4 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER U Vr en 00 ne ni ae Ma eae Beeren a ea ne tes ode apara eee ABB Prototype EEE Mitsubish gt errai ABB i ieia de ieee des i 500V 600A euren ok GS 450bV 4000A 4 Toshiba Prototype 1 ABB 10 ee a a er ee et ee el ap SRY 6kA or ee Infineon gt 1 Mitsubishi fe Fe sige So a Sens aA aos aor a any YS gt 5200V 900A lt o E o TE N aa esteo MOSFET 1 s300w13000 7 sen enei eee man en ORGAN a ee nass 2500V 1800A 3s Sento Fuj 2b tg pe a es FTOOVISGOCA gt en ae a or a a 1 Infineon E EE pe de A E EE EEEE ee
169. ges entfallen Man erreicht dies indem der Kathodenstrom ber das Gate abge leitet wird So wird das inhomogene Abschalten der Vierschichtstruktur durch Aufbrechen der Mit kopplung ersetzt durch ein homogenes Abschalten einer Transistorstruktur Zur Realisierung gibt es verschiedene Ans tze 30 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS e Bei einer GTO Kaskodenschaltung wird kathodenseitig ein Leistungs MOSFET in Reihe ge schaltet der den Kathodenstrom abschaltet Ausschaltverst rkung von eins wird erreicht aller dings liefert der leitende MOSFET zus tzliche Durchlassverluste Oetjen 1999 Oetjen 1997 Die hybride Integration der MOSFETs in das GTO Geh use ist sehr aufw ndig eine mono lithische Integration ist im GTO Herstellungsprozess nicht realisierbar Der Emitter Turn Off Thyristor ETO verwendet das selbe Prinzip zur Kommutierung des Kathodenstromes auf das Gate Li et al 1998 Li et al 2002 e Im MOS Turn Off Thyristor MTO wird zum Abschalten die Gate Kathodenstrecke mit einem parallel angeordneten MOSFET kurzgeschlossen Die Durchlassspannung dieses MOSFETs muss kleiner als die des Gate Kathoden Uberganges sein Damit kommutiert der komplette Anodenstrom von der Kathode auf das Gate Der Ansatz ist dem harten Abschalten hnlich aus dem der IGCT entwickelt wurde allerdings ist der Mechanismus der Stromkommutierung auf das Gate unterschiedlich e Durch harte Ansteuerung des Gates mit einem sehr hohen d c dt erreicht de
170. gestellten di dt in negativer Richtung weiter bis alle Ladungstr ger in der Diode abgebaut sind und die Diode Blockierspannung aufnehmen kann Zu diesem Zeitpunkt wird der Maximalwert des R ckstromes rr erreicht Das folgende Abklingen des Stromes und der Anstieg der Blockierspannung wird durch das Design der Diode und die externe Beschaltung zur Spannungsanstiegsbegrenzung bestimmt Da die Freilaufdiode mit einem RC Snubber beschal tet ist tritt nach dem ersten Absinken des R ckstromes ein Tailstrom auf ABB GTO Book Ziel der Entwicklung am Diodenteil der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs ist es diesen Tailstrom nur f r eine kurze Zeit fliessen zu lassen um die Verluste gering zu halten Der abklingende R ckstrom lie fert einen bedeutenden Beitrag zu den Abschaltverlusten Log p da hier die Diode bereits eine hohe Blockierspannung bernimmt Der Strom soll weich abklingen ein Abrei en mit einer hohen Strom nderungsgeschwindigkeit di dt erzeugt an vorhandenen Streuinduktivit ten hohe berspannungen die die Diode zerst ren k nnen Lutz 2006 ABB GTO Book Die Abbildung 5 34 zeigt das Ausschalten der Diode von IL320 29 bei verschiedenen Zwischenkreis Ug Upr kV Is Ipr KA 7 0 60 ae ee ee ee 5 0 4 0 88 Bam Er Ba au mas Baus ne po ii dipg dt 255V us S 40 50 60 70 80 90 t us Abbildung 5 33 Verl ufe von Str men und Spannungen beim Ausschalten des Diodenteils von IL320 29 mi
171. gt Verifikation i er 1 1 Messger te a ae m e aei a ne Se es ne ee Auswertung2 initialisierung Messzyklus a Programmablauf auf einem einzelnen Rechner Single Thread Steuerrechner PulsprogrammierL ung Pulsprogrammierung EU dae RE 1 I 1 gt Messung I gt Daten bertragung j 1 x 4 Messger te EEE EBEN sssgerate Soe ae eee initialisierung Auswerterchner Auswertu Auswertung tion gt Verifikation N 2 Auswertung2 Messzyklus e in b Programmablauf auf zwei Prozessoren Dual Thread Abbildung 4 12 Ablauf des Programmes zur Messung und Auswertung a mit einem einzelnen Steuerrechner und b mit einem Mehrprozessorsystem oder je einem Steuer und einem Auswerterechner Zur Behandlung von Fehlerzust nden im Leistungsteil durch den Steuerrechner wie in Abschnitt 4 5 2 3 auf Seite 104 beschrieben entstehen besondere Forderungen an die Betriebssoftware Die schnelle Erkennung solcher Fehlerf lle setzt eine kontinuierliche berwachung der elektrischen Pa rameter voraus Um innerhalb einer voraussagbaren Zeit auf einen auftretenden Fehler reagieren zu k nnen muss das berwachende Rechnersystem Echtzeitf higkeiten mit exakt voraussagbaren Reak 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 91 tio
172. gungen an die zu einer Zustands nderung fuhren K nnen 92 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Messplanungs Erstellung von Messscripten schicht Messplanung Rd Mehrfachmessung Mehrfach Abarbeitung von Scripten auswertung Automatisierte Messung Messauswertung Ausf hrungs schicht r Einzel Einzelmessung gt auswertung Messabwicklung Messauswertung Interne Interne Interne Schnittstelle Schnittstelle Schnittstelle Ger tetreiber schicht A y A y A Ger tetreiber Ger tetreiber Ger tetreiber Oszilloskop Pulserzeugung Sicherheitseinrichtungen Abbildung 4 13 Schichtenmodell der Betriebssoftware F r die Betriebssoftware des Halbleiterteststandes bildet das in der Abbildung 4 14 dargestellte Zu stands bergangs Diagramm den Rahmen Die durchzuf hrenden Messungen werden in diesem Rah men in einem einzelnen Zustand zusammengefasst gleich ob es sich um eine Einzelmessung handelt oder die Abarbeitung einer Testsequenz Tritt w hrend der Durchf hrung der Messungen ein Fehler auf so wird nach Herstellen des sicheren Zustandes die komplette Messung beendet Die Abbildung 4 15 zeigt das Zustands bergangs Diagramm zur Durchf hrung der Messungen es wird vom Hauptprogramm aus aufgerufen Alle Voreinst
173. gy ABB Publikation Rev 2 ABB Power Technologies AB Grid Systems HVDC ABB 5SDF08H6005 ABB Semiconductor Diode 5SDFO8H6005 Datenblatt ABB Semiconduc tors ABB ACS 1000 Kat ABB Medium Voltage Drives ACS 1000 Medium Voltage AC Drives Pro duktkatalog ABB ACS 5000 Kat ABB Medium Voltage Drives ACS 5000 Medium Voltage AC Drive Pro duktkatalog ABB ACS 6000 Kat ABB Medium Voltage Drives ACS 6000 Medium Voltage AC Drive Pro duktkatalog ABB ACS 8000 Kat ABB Motors and Drives ACS 800 Frequenzumrichter Produktkatalog ABB GTO Book Carroll E Galster N Klaka S Weber A und Schweizer A The GTO Book Technischer Bericht ABB Semiconductors Lenzburg Schweiz ABB HVDC Light Ref ABB HVDC HVDC amp SVC Light Reference List ABB IGCT 5SHX 35 L 4503 ABB Semiconductor 5SHX 35 L 4504 Datenblatt ABB Semicon ductors ABB IGCT 5SHY 35 L 4512 ABB Semiconductors IGCT 5SHY 35 L 4512 Datenblatt ABB Semiconductors ABB StakPak ABB Switzerland StakPak IGBT Press packs A new Packaging Concept for High Power Electronics ABB Publikation 5SYA2041 01 ABB Semiconductors Swizerland FuG Handbuch F u G Rosenheim GmbH Technisches Handbuch HCK 1000M 15000 Techni sches Produkthandbuch LITERATURVERZEICHNIS 185 Fuller 2001a Fuller K Die Entwicklung vernetzter berwachungs Steuer und Regelsysteme mit LabVIEW Technischer Bericht 342236A 01 National Instruments Corporation Fu
174. h einer Fallzeit von tx 1us beginnt der Tailstrom zu fliessen der nach einer Zeit von tta 6us einen Wert von Null erreicht Der gesamte Vorgang der Kommutierung des Stromes dauert in diesem Fall 8 us Die Entmagnetisierung der Clampbeschaltung ist nach tp 20 us abgeschlossen wobei eine maximale Spannung von Uprm 8kVerreicht wird W hrend des Schaltvorganges wird ein Maximalwert der momentanen Schaltleistung von pog max 6 4MVA erreicht die Ausschaltverlustenergie erreicht einen Wert von Hog 15 5 5 1 2 4 Vergleichende Betrachtung des Ausschaltverhaltens Der Vergleich der Ausschaltverluste aller getesteten asymmetrischen IGCTs in den Abbildungen 5 12 a und 5 12 b zeigt dass die Bauelemente IL231 03 und IL231 49 deutlich geringere Aus schaltverluste aufweisen als die anderen Baulemente Nach der Tabelle 5 1 besitzen die IGCTs IL231 03 und IL231 49 zusammen mit dem fr h ausgefallenen IL231 16 eine h here Durchlassspannung Ur als die anderen getesteten 10 kV IGCTs Aus den beiden Gruppen von 10 kV IGCTs werden in der Abbildung 5 13 Schaltverl ufe gegen ber gestellt Aus der Gruppe der IGCTs mit den geringeren Ausschaltverlusten wird IL231 03 gew hlt IL231 31 hat die h heren Ausschaltverluste Die Verl ufe in Abbildungen 5 13 a und 5 13 c zei gen dass die Ausschaltvorg nge des Bauelements IL231 03 schneller ablaufen als bei IL231 31 Mit 122 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS
175. haltbild b Signalverl ufe Abbildung 4 19 a Prinzipschaltbild zur Messung des Blockierstromes von IGCTs und Dioden und b Verlauf von Blockierspannung und Blockierstrom w hrend der Messung Abbildung 4 20 Aufbau des Leistungsteils f r eine Blockierstrommessung an einem 10kV IGCT 4 5 1 2 Auslegung Der Zwischenkreiskondensator wird f r die Messungen auf Cpc 2 uF festgelegt Ein Betrieb des Ladeger tes ohne kapazitive Last ist bauartbedingt nicht zugelassen Das Ladeger t liefert einen ma ximalen Ausgangsstrom von Icharge 130 MA Die Dimensionierung des parallelen Widerstandes Rp ist ein Kompromiss zwischen einer kurzen Ladezeit des Zwischenkreises und einer schnellen Entladung Beim Aufladen wird durch Rp ein Teil des Ladestromes abgezweigt hierf r ist ein gro er Wert f r Rp w nschenswert Eine schnelle Entladung wird mit einem kleinen Widerstand Rp erreicht Der Widerstand wird mit Rp 160 KQ so ausgelegt dass er beim Laden des Zwischenkreises 30 des maximalen Ladestromes f hrt Mit dieser Auslegung wird eine Zwischenkreisspannung von Upc 7kV innerhalb einer Ladezeit tonarge 160 ms erreicht Die Messzeit thora wird durch den Steuerrechner eingestellt Der Zwischenkreis ist nach einer Entladezeit von 1 6s entladen 100 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER F r den Fall eines Durchbruchs des vermessenen Bauelements wird der Kurzschlussstrom durch den Schutzwiderstand Rs begrenzt Um den Spa
176. he Begleitung und seine Hilfsbereitschaft bei Problemen aller Art haben in erheblichem Ma e zum Gelingen dieser Arbeit beigetragen Sowohl ihm als auch Prof Andreas Steimel danke ich f r die schnelle Anfertigung der Gutachten Weiterhin danke ich Herrn Prof Christian Boit f r die bernahme des Vorsitzes des Promotionsausschusses F r die Unterst tzung seitens der Firma ABB m chte ich mich bei Peter Streit Eric Carroll Peter Steimer und Oscar Apeldoorn f r die fruchtbare und interessante Zusammenarbeit bedanken die erst die Untersuchung dieser modernen Bauelemente m glich gemacht hat Ich danke meinen Kollegen des Fachgebiets Leistungselektronik der TU Berlin f r die hervorragen de Zusammenarbeit Besonderer Dank gilt meinem Kollegen Karsten Fink f r die vielen Impulse und Diskussionen und nicht zuletzt die moralische Unterst tzung besonders in der Schlussphase der vorliegenden Arbeit Den administrativ technischen Mitarbeitern am Fachgebiet Leistungselektronik Herrn Reinhold Ko cur Herrn Michael Lorbeer und Herrn Bernd Obst danke ich daf r dass sie durch ihre tatkr ftige Unterst tzung zur L sung von praktischen Aufgaben beigetragen haben Berlin im August 2007 Sven Tschirley Vili Inhaltsverzeichnis Abbildungsverzeichnis Tabellenverzeichnis Symbolverzeichnis 1 Einleitung 2 Leistungshalbleiter f r Mittelspannungsstromrichter 2 1 berblick ber abschaltbare Leistungshalbleiter 2 2 22 2222
177. he Blockierspannung bernehmen zu k nnen muss die p Basis einige Mikrometer dick ausgef hrt werden Gleicherma en wird damit eine gute Spannungsstabilitat des pn berganges Jz zwischen p und n Basis ber lange Zeit erreicht der im Blockierfall die gesamte Spannung bernimmt Die Blockierspannung des GTO ist kleiner als die Durchbruchspannung dieses pn berganges Bestimmende Parameter sind hier die Dicke der n Basis und die St rke ihrer Dotierung Typische Dicken der n Basis liegen im Bereich von einigen hundert Mikrometern 3 2 GATE TURN OFF THYRISTOR 23 3 2 2 Einschalten des GTO Im Zustand des Blockierens liegt eine negative Spannung zwischen Gate und Kathode Die Sperr schicht SP1 reicht vom blockierenden pn Ubergang J gt weit in die p und n Basen hinein siehe Ab bildung 3 5 Bei Anlegen einer positiven Gate Kathoden Spannung Uc x beginnt ein Strom vom Gate zur Kathode zu flie en Von der Kathode aus werden Elektronen in die p Basis injiziert Als Mi norit tstr ger ben tigen die Elektronen die relativ lange Basis Transit Zeit um durch die p Basis zu diffundieren und in die Raumladungszone zu gelangen Paul 1977 Getreu 1974 Das elektrische Feld beschleunigt die Elektronen in Richtung Anode Sind Anodenkurzschl sse oder ein transparenter Emitter vorhanden so werden die meisten Elektronen die n Basis verlassen ohne eine nennenswerte Injektion von L chern hervorzurufen Mit steigendem Anodenstrom werden aber mehr Elektronen
178. hende optische Triggersignal wird in ein elektrisches Signal umgesetzt Eine logische Schaltung realisiert die Ansteuerung der einzelnen MOSFET Schaltergruppen Diese Bau gruppe erzeugt auch als Statusr ckmeldung das invertierte Eingangssignal zur Auswertung durch den Steuerrechner des Stromrichters F r das Ein und Ausschalten des IGCTs sind getrennte Schaltungs teile vorgesehen Auf einen Anschluss der Anode wird blicherweise verzichtet Die interne Spannungsversorgung versorgt alle Baugruppen mit der entsprechenden stabilisierten Ver sorgungsspannung Die Gateunit des IGCTs wird immer auf Kathodenpotenzial betrieben Eine galva nische Trennung der Gateunits erfolgt zentral in einer Zwischenversorgung und nicht auf der Gateunit selbst So wird eine Standardisierung der Gateunits f r viele Applikationen zu erm glicht Odegard und Ernst 2002 Zum Schutz der IGCTs werden verschiedene Zust nde durch die Gateunit berwacht a Blockschaltbild F Spannungsversorgung Kondensatorbatterie b Foto Abbildung 3 33 a Funktionales Blockschaltbild der IGCT Ansteuerschaltung und b Foto einer Ansteuer schaltung eines IGCT ABB 5SHY 35L4510 3 6 ANSTEUERSCHALTUNG 51 e Bei Ausfall der Spannungsversorgung wird der IGCT im aktuellen Zustand gehalten solange die Spannungsversorgung fiir die Logikschaltkreise ausreicht e Ein Ein und Ausschalten bei nicht angeschlossenem IGCT Gate wird unterbunden da die Bau elemente nicht f
179. hritte auf dem Gebiet der Mikroelektronik m glich Das erkl rt warum das Bauteil schon lange bekannt ist der breite Einsatz am Markt aber erst Ende der achziger Jahre erfolgte Bei der feinen Strukturierung von Gate und Kathodenemitter sind die Anforderungen an die Genauigkeit der Geometrien sehr hoch Die einzelnen Kathodenstreifen m ssen gleiche Abmessungen haben damit die einzelnen parallelen Thyristorstrukturen exakt gleichzeitig abschalten Sind diese Abschaltzeiten nicht gleich so muss der Streifen mit der l ngsten Abschaltzeit den kompletten Anodenstrom f hren w hrend die anderen bereits abgeschaltet sind Wenn dies nicht nur f r einen kurzen Moment geschieht wird der GTO an dieser Stelle zerst rt F r ein gutes Einschaltverhalten ist eine hohe Effektivit t des n Kathodenemitters erforderlich mit der beim Einschalten schnell L cher von der Kathode aus injiziert werden Dies wird mit einer relativ hohen Dotierung erreicht Daraus resultiert in r ckw rtiger Richtung eine Durchbruchspannung zur p Basis von 20 24V F r die p Basis selbst gibt es widerspr chliche Anforderungen Eine hohe Dotierung realisiert einen geringen Widerstand der p Basis und ist f r gute Ausschalteigenschaften sinnvoll Eine geringe Dotierung steigert die Effektivit t des Kathodenemitters Neben der Dotierung liefern auch das Dotierungsprofil und die Dicke der p Basis einen wichtigen Beitrag zum Blockier verhalten des GTOs Um in Vorwartsrichtung eine ho
180. hst eine weite schwach dotierte n Basis zu reali sieren um die hohe Blockierspannung Uprm aufnehmen zu k nnen In diesem Design Schritt sind bereits alle Anforderungen hinsichtlich der kontinuierlichen DC Spannung Upc nom der maximalen DC Spannung Upc max und der Blockierspannung Uprm zu ber cksichtigen Die Weite der n Basis und ihre Substratdotierung beeinflussen das Verhalten des IGCTs signifikant Zu ber cksichtigen sind die Durchbruchspannung sowie deren Temperaturabh ngigkeit der Leckstrom nach dem Einstellen der Ladungstr gerlebensdauer der Spannungsabfall im leitenden Zustand und die Unempfindlichkeit gegen ber kosmischer H henstrahlung Andererseits bedeutet eine minimale Dicke des IGCT Wafers die Minimierung der Durchlass und Schaltverluste Der komplexe Prozess der Optimierung dieser Anforderungen wird dadurch vereinfacht dass sowohl die Anforderungen hinsichtlich Durchbruch spannung als auch die Widerstandsf higkeit gegen ber kosmischer Strahlung besonders f r niedrige Temperaturen wichtige Design Kriterien sind Sie h ngen nicht von thermischen Stabilt tskriterien ab Somit ist es sinnvoll im Entwurfsprozess zun chst die Substratdotierung bei minimaler Bauteil dicke festzulegen und dann in einem weiteren Schritt die Ladungstr gerlebensdauer ber den Tempe raturbereich einzustellen Bernet et al 2003b Die Dimensionierung der Weite der n Basis geschieht unter der Ber cksichtigung der Anforderungen zweier grundlegende
181. ht lich dass die Verwendung von 10 kV IGCTs Dioden eine deutliche Reduzierung der Material und der Herstellungskosten erm glicht Au erdem wird die Wartung durch einen einfacheren Aufbau des Spannverbandes Stackdesign vereinfacht Die Zuverl ssigkeit auf Basis der FIT Daten der verwendeten Komponenten wird in Steimer et al 1999 beschrieben Einem zur Symmetrierung verwendeten RC Subbber wird dort eine Ausfallrate von 100 FIT zugeordnet Die Verwendung von 10 kV Leistungshalbleitern erh ht die Zuverl ssigkeit um 56 Diese ergibt sich durch die erhebliche Reduzierung der Komponentenzahl z B Ansteuer schaltungen deren Speisungen sowie Leistungshalbleiter Die Verluste und der thermische Widerstand eines 10 kV IGCTs mit einem Waferdurchmesser von 91 mm begrenzen die maximale Wechselrichterleistung eines 6 9 kV 3L NPC Spannungswechsel 2 4 MOTIVATION F R DIE ENTWICKLUNG VON 10 KV IGCTS 15 Tabelle 2 4 Komponentenanzahl im Leistungsteil und Zuverl ssigkeiten eines 6kV 7 2 KV 3L NPC Wech selrichters mit 10 kV IGCT Diode oder einer Reihenschaltung von zwei 4 5 kV 5 5 kV IGCTs Dioden pro Schalterposition Bernet et al 2002 Tschirley et al 2004b Reihenschaltung von zwei 10 kV IGCTs Dioden diskreten 4 5 kV oder 5 5 kV IGCTs Dioden Anzahl Anzahl Komponenten Komponenten in Komponenten in Anzahl Komponenten in einem zwei parallelen einem 3 3L NPC VSC 3 3L NPC VSC 3 3L NPC VSC Leistungshalbleiter e IGCTs und Gate Unit
182. ie Fallzeit ist vergleichbar klein gegen ber der Speicherzeit wie in Abbildung 3 9 b dargestellt In Wolley 1966 wird die Berechnung der Spei cherzeit bei konstantem Steuerstrom in Abh ngigkeit von Dotierung und Geometrie der Kathodenge biete dargestellt Mit dem Verschwinden des Stromes unterhalb der Kathodengebiete endet die Injektion von Elektro nen durch die Kathodenemitter Die Sperrschichten von Gate Kathoden Ubergang und dem bergang Ja zwischen p und n Basis beginnen sich auszubreiten Von hier an bernimmt der GTO Spannung in Vorw rtsrichtung Obwohl die Kathodenemitter inaktiv sind flie t weiterhin ein Strom von der 26 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS u t s t i i oOo u 1 F 2 I ng 1 i A 1 1 Elektronenstrom A 1 1 I t L cherstrom i gt a L cher und Elektronenstr me im teilweise ausge b Anoden und Gatestromverlauf schalteten GTO Abbildung 3 9 Stromfilamentierung a und Stromverl ufe b beim Abschalten des GTO nach Blicher 1976 Anode zum Gate Gebildet wird dieser Strom aus Ladungstr gern die aus dem Plasma der n Basis in die Sperrschicht des pn Uberganges Jz diffundieren ABB GTO Book Blicher 1976 Dieser Strom ist als Schweifstrom tail current erkennbar und verschwindet mit der Rekombination der Ladungs tr ger des Plasmas in der n Basis Erst mit dem kompletten Verschwinden des Schweifstromes hat das
183. ieden von einan der Mit einer Auslegung der Clampbeschaltung nach dem aperiodischen Grenzfall wird die Spannung ucc in der k rzesten Zeit auf den Wert der Zwischenkreisspannung absinken Allerdings ist die se Auslegung nicht zwingend die Erstrebenswertste da so die Clampdiode nicht mit einer negativen Anoden Kathoden Spannung Uax ausschalten kann Die Folge sind freie Ladungstr ger in der Raum ladungszone der Clampdiode die wenn sie nicht bis zum n chsten Einschalten des IGCTs rekombi niert sind eine Stromspitze verursachen siehe Abschnitt 3 7 W nschenswert ist daher die Auslegung f r eine ged mpfte Schwingung So tritt an der Clampdiode eine negative Spannung auf mit der die Clampdiode stromfrei aber mit einer Spannung in Sperrrichtung ausschalten kann Die Nullstellen 2 sind somit konjugiert komplex mit A 2a o jr Einsetzen in die homogene L sung liefert ucc c e ITE 4 cg e TIt A 25 Mit o und T w hat die L sung die Form ucc ce cos wit ge sin wit A 26 Partikul re L sung und Auswerten der Anfangsbedingungen Der Ansatz p t ko a pli 0 a p t 0 wird eingesetzt in die Differenzialgleichung A 18 und liefert k Upc Die Glei chung aus A 26 hat dann die Form uca ce cos w t ce sin wit Upc A 27 Die Anfangsbedingung ucc 0 0 wird in diese L sung A 27 eingesetzt ucc 0 Cp Upc A 28 und liefert c 0 Die Anfangsbedingung icc 0 iLc 0 wird
184. ierstr me sind in der Abbildung 5 7 b dargestellt Es ist erkennbar dass der Blockierstrom bereits bei Raumtemperatur von 25 C oberhalb dem von IL231 31 liegt Der Maximalwert bei einer Sperrschichttemperatur von 7 125 C liegt bei pr 13 54 mA entsprechend ist eine Verlustleistung im Blockierfall von Ppr 94 78 W abzuf hren 118 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS DR mA Tita wal AeSNON pease Se ad 10L l J U kV a IL231 31 DR MA 12L 44444 nun N gt a NANI PERA dolead U kV b 11231 09 Abbildung 5 7 Blockierstr me von a IL320 31 und b IL231 09 bei Zwischenkreisspannungen von Upc 1 7kV bei Sperrschichttemperaturen 7 25 125 C 5 1 2 2 Vergleichende Betrachtungen des Blockierverhaltens In der Abbildung 5 8 wird das Blockierverhalten aller untersuchten Bauelemente f r den Spannungs bereich von 1 7kV bei den Sperrschichttemperaturen 7 25 C 85 C und 125 C dargestellt Die Bauelemente IL231 16 und IL231 09 zeigen bei Temperaturen von 7 25 C und 85 C ab einer Spannung von etwa 3 5 kV einen st rkeren linearen Anstieg als die verbleibenden Bauelemente Bei der h chsten Sperrschichttemperatur von 125 C liefern diese auch die maximalen Blockierstr me Keines der gemessenen Bauelemente zeigt einen Blockierstrom oberhalb von pr 16 5 mA Somit liegen die Blockierverluste der 10 kV IGCTs deutlich unte
185. il begrenzen Das Ziel ist es den Anstieg der Blockierspannung ber dem GTO durch das externe Netzwerk so zu verlangsamen dass die Einschn rung unterhalb der Kathodenfinger beendet ist bevor die volle Blo ckierspannung ber dem Bauelement anliegt Abbildung 3 12 GTO mit Ausschaltentlastung Snubber nach Undeland Marquardt Mohan et al 1995 Eine m gliche Form der Ausschaltentlastung ist der in der Abbildung 3 12 dargestellte Undeland Snubber oft auch Marquardt Schaltung genannt Undeland et al 1984 Marquardt 1982 Hier wird beim Ausschalten der Spannungsanstieg begrenzt auf iL du dt 3 12 u Cs 3 12 Die im Snubberkondensator Cs gespeicherte Energie wird beim folgenden Einschalten im Wider stand Rg in W rme umgesetzt Die Schutzbeschaltung verhindert das gleichzeitige Auftreten von Laststromfluss und Blockierspannung am Bauelement Die im Leistungshalbleiter umgesetzte Spit zenverlustleistung kann deutlich reduziert werden Dieser Snubber ist f r jede Phase des Stromrichters vorzusehen 3 2 6 Harte Ansteuerung von GTOs Die harte Ansteuerung eines GTOs hat zum Ziel dass die Stromeinschn rung unterhalb der Katho denfinger beendet ist bevor der GTO beginnt Blockierspannung zu bernehmen Dazu muss der komplette Strom durch die Kathode m glichst schnell zu Null werden ehe die Anoden Kathoden Strecke des Bauelements Spannung bernimmt Damit kann die Schutzbeschaltung zur Begrenzung des Spannungsanstie
186. ild Intervall I w hrend der Kommutierung des Laststromes von der Freilaufdiode D auf den IGCT Intervall II Erreicht der Schalterstrom zg den Wert des Laststromes ist die Kommutierung des Stro mes von der Freilaufdiode auf den IGCT abgeschlossen Hiernach kann die Freilaufdiode Spannung bernehmen es gilt das Ersatzschaltbild nach Abbildung 5 17 f r Intervall II Die Elemente bilden 128 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS mm L a I Roc irs Use F Upar c IRor Icpe Ror A n lis Ical Fo DUT Abbildung 5 17 Ersatzschaltbild Intervall II mit Cc als Quelle ein aperiodisch ged mpftes schwingungsf higes System Der Strom zg durch den IGCT steigt weiter und erreicht seinen Maximalwert und klingt dann exponentiell ab Mit dem Ansatz ig irn LL 3 3 wird der Strom in einen zeitabh ngigen und einen konstanten Teil zerlegt F r den zeitabh ngigen Teil gilt die Differenzialgleichung ur Kor Ape d a EE t RD So dt Lo dt Le Cera ao irpt 0 5 6 Mit der L sung kann der Strom i durch den IGCT beschrieben werden mit U Bl _ em et ma 5 7 Io Dieser Ausdruck enth lt die Zeitkonstanten 1 1 r w w 5 8 TI 1 71 2 und die Kreisfrequenz wr 1 5 win 5 9 die ber den D mpfungsfaktor r und die Eigenfrequenz wyg mit den Bauelementewerten verkn pft sind foe Ror Roa ec EHER E 5 10 I 2 L 1 0 Le
187. in Abbildung 3 1 dargestellt berlicherweise werden IGCTs auch als komplette Einheit aus Leistungshalbleiter und Ansteuerung verkauft In der Familie der IGCTs findet man e asymmetrische IGCTs die in Vorw rtsrichtung leiten und blockieren k nnen aber nicht in R ckwi rtsrichtung leiten und nur eine geringe Sperrspannung aufnehmen k nnen siehe Ab schnitt 3 3 e r ckw rtsleitende IGCTs die durch die Integration der antiparallelen Diode in R ckwi rtsrich tung leiten siehe Abschnitt 3 3 4 e symmetrische IGCTs die durch einen zus tzlich in das Geh use integrierten Diodenwafer in Reihe zum asymmetrischen IGCT oder eine sperrf hige GTO Struktur in die Lage versetzt werden eine Sperrspannung zu bernehmen siehe Abschnitt 3 3 5 Im folgenden Kapitel wird die Funktionsweise von IGCTs ausgehend von den Vorg ngen in Thyristor und GTO beschrieben Der IGCT ist grunds tzlich wie sein Vorg nger der GTO ein Vierschichtbau element mit Thyristorstruktur Aus der Kenntnis der Vorg nge in der Thyristorstruktur ergeben sich die Schritte die notwendig sind um eine abschaltbare Vierschichtstruktur zu beschreiben Die grund legenden Thyristoreigenschaften werden in Abschnitt 3 1 beschrieben Der Wunsch nach einer Ab schaltf higkeit ber den Steueranschluss f hrt zum Gate Turn Off Thyristor dessen Funktionsweise in Abschnitt 3 2 erl utert wird Ausgehend von diesen berlegungen werden in Abschnitt 3 3 Aufbau und Funktion des IGCTs a
188. indigkeit der ausschaltenden Diode D Die Abbildung 3 39 a zeigt den im Stroman stieg begrenzten Kommutierungsvorgang beim Einschalten des IGCTs Die Clamp Diode D und der Widerstand Rc dienen dem Abbau der in der Clamp Induktivit t Lo gespeicherten magnetischen Energie nach einem IGCT Ausschaltvorgang Damit die hierbei entste hende Spannungsspitze ber dem IGCT klein ist kann die durch die Entmagnetisierung entstehende berspannung durch den Clamp Kondensator Cc in ihrer H he begrenzt werden siehe Abbildung 3 396 Die analytische Berechnung der Strom und Spannungsverl ufe w hrend des Ein und Ausschaltvor ganges wird im Anhang A gezeigt 3 7 AUSLEGUNG DER EINSCHALTENTLASTUNG 55 Abbildung 3 38 Ersatzschaltbild zur Berechnung des Verlaufes der Spannung am IGCT bei wirksamer Clamp Beschaltung 3 7 2 Dimensionierung Beim Entwurf der Clamp Beschaltung werden die Komponenten f r die Anwendung nach den fol genden Ma gaben ausgelegt e Auslegung von Lc nach den Anforderungen an den Stromanstieg di dt der ausschaltenden Diode und gegebenenfalls nach dem zu begrenzenden Kurzschlussstrom siehe auch 3 4 5 e Begrenzung der berspannung w hrend des Ausschaltens des IGCTs auf Werte unterhalb der maximal zul ssigen dynamischen Blockierspannung Uprm des IGCTs siehe Abbildung 2 5 in Abschnitt 2 4 e Begrenzung der gesamten Zeit des Ausschaltvorganges auf Werte kleiner als die minimale Puls breite Typische Stromgradiente
189. infach Hewson et al 2006 W hrend ein koaxialer Messwiderstand durch Einf gen in den Strompfad immer mechanisch kontaktiert werden muss kann eine Rogowskispule ohne Anderungen am Leistungsteil angebracht werden Besondere kleine Bauformen erlauben die Messung direkt an den Anschliissen von Leistungshalbleitern und werden hier zur Messung des Gatestromes von IGCTs eingesetzt siehe Abschnitt 4 5 2 4 In Krafft 2004 wird mittels mehrerer speziell gefertigter Rogow skispulen innerhalb des Press Pack Geh uses die Verteilung des Stromes w hrend der Schaltvorg nge von IGCTs und IGBTs messtechnisch erfasst messq LT Rogowski Spule Integrator b Rogowskispule PEM Rogowski Transducers Abbildung 4 7 Messeinrichtungen zum Messen hoher Str me a Koaxialer Messwiderstand und b Strom wandler nach dem Rogowski Prinzip mit nachgeschaltetem analogen Integrator nach PEM Rogowski Trans ducers 4 3 6 Steuerrechner und Kommunikationsbusse Die Komponenten des Testsystems sind durch verschiedene Kommunikationsbusse mit dem Steuer rechner verbunden Als Kommunikationsschnittstelle sehr verbreitet ist die serielle RS232 Schnittstelle mit der unterschiedliche serielle Datenprotokolle bertragen werden Die bertragungsgeschwindig keit ist begrenzt auf 115 kBit s so dass eine solche Schnittstelle f r die bertragung vieler Mess daten in Frage kommt Viele Netzger t
190. influss der Symmetrierungsbeschaltung der in Reihe geschalteten Dioden auf das Schaltverhalten wie in der Abbildung 5 15 a dargestellt ist Der Strom durch den IGCT erreicht schnell nach dem Absinken der Spannung einen ersten Maximalwert von ig max 1 6kA Der Stromanstieg erreicht Werte von di dt 8kA us Die Freilaufdioden wer den so mit einem deutlich zu hohen didt abgeschaltet die Stromspitze verursacht weiterhin hohe Einschaltverluste f r den IGCT Is Intervall I Intervall ry A Interval Ill Intervall IV IS max II r il Teilstrom A IS max III Teilstrom B L L fi it L N L it L i 40 42 44 46 48 50 52 54 56 t us Tre A a Gemessener Verlauf b Prinzipieller Verlauf c Vereinfachtes Ersatzschaltbild Abbildung 5 15 Einschaltverlauf eines 10 kV IGCTs a Einschaltverlauf des Bauelements IL231 31 bei Upc 6 8kV und I 800A mit in Reihe geschalteten Dioden mit identischen Symmetrierungsele menten in allen Positionen Rpr x Rnc x 12 Cpr x Cpcix 0 54uF sowie der Clampbeschaltung La 13 64H Ra 23 30 Cc 1uF und b prinzipieller Verlauf des Stromes durch den IGCT so wie c Ersatzschaltbild f r die Beschreibung des Einschaltstromes durch den IGCT mit zusammengefassten in Reihe geschalteten Elementen 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 127 Der Strom is kann f
191. ird berechnet mit uralt t3 0 Upc nt u uralt t3 n e sin wyt A 82 WI oe om cos wyt A 83 Die Gleichung A 82 beinhaltet ebenfalls die zeitliche Ableitung von Gleichung A 78 die auch zur Bestimmung von ty max herangezogen wurde Die Zeit t3 kann errechnet werden zu 1 tz arctan A 84 WI m F r Zeiten t gt tz wird die Clampdiode wieder in Durchlassrichtung betrieben der Snubber aus Rpc und C pc wird kurzgeschlossen A 3 1 Diskussion der Ergebnisse Die Gleichungen A 73 und A 81 stellen eine Beziehung zwischen den Maximalwerten des Stro mes is durch den IGCT und den verwendeten Komponenten her Die Werte der Baulemente im RC Snubber der Freilaufdiode k nnen nicht einfach modifiziert werden Nagel et al 2000 Nagel et al 2001 Die Abbildung A 10 a zeigt den Wert von is max f r verschiedene Werte von Rpc und Cpc Ob wohl kein lokales Minimum zu erkennen ist so zeigt die Darstellung dass eine Erh hung des Wider standswertes Rpc den Maximalwert ig max verringert Eine Erh hung der Kapazit t Cpc hingegen 174 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN 40 IkA i S max 35 4 3 0 4 25 4 20 4 b Maximalwert is max Abbildung A 10 Darstellung der Abh ngigkeiten der Maximalwerte des Stromes ig in a Intervall II Variation von Rpc im Bereich von 0 20Q und C pc von 0 2 5uF und in b Intervall II Variation von Rp im Bereich von 0 10 Q und
192. is so dass hnlich geringe Durchlassspan nungen wie beim Thyristor erreicht werden Gerlach 1979 Kathode Abbildung 3 6 Ladungstr gertransport im leitenden GTO 3 2 4 Blockierverhalten Im Blockierfall ist die GTO Struktur nahezu frei von beweglichen Ladungstr gern Die anliegen de Zwischenkreisspannung erzeugt die Sperrschicht SP4 die anliegende negative Gate Kathoden Spannung Ugp erzeugt die Sperrschicht SP Die maximale Sperrspannung dieses pn berganges zwischen Kathode und p Basis liegt bei Werten um 20 V Der GTO verh lt sich in diesem Betriebs zustand wie ein pnp Transistor die negative Ansteuerung der Gate Kathodenstrecke verhindert das Aufsteuern des npn Transistors Abbildung 3 7 Ladungstr gertransport im blockierenden GTO 3 2 GATE TURN OFF THYRISTOR 25 3 2 5 Ausschalten des GTO Der bislang beschriebene Abschaltvorgang des Thyristors Abschnitt 3 1 basiert auf einem eindimen sionalen Modell der Thyristorstruktur Dieses Modell ist f r die Beschreibung der realen Vorg nge unzureichend vielmehr muss ein zweidimensionaler Ansatz herangezogen werden Blicher 1976 Die Kathode Neo up mn a p m Abbildung 3 8 Ladungstr gertransport im ausschaltenden GTO Mit dem Anlegen einer negativen Gate Kathoden Spannung Uc x flie t ein Teil des L cherstromes vom Anodenemitter in der p Basis zum negativ polarisierten Gateanschluss Der hieraus resultieren
193. isierung des Schaltverhaltens von Prototypen von 10 kV IGCTs wird jeweils ein einzelner Schaltvorgang gemessen Das Schaltverhalten von Leistungshalbleitern kann in einer Tief setzstellerschaltung nach Abbildung 4 21 b untersucht werden Die Schaltung bildet die in Zwei und Dreipunktspannungsgwechselrichtern auftretenden Kommutierungen zwischen einem aktiv ge schalteten Leistungshalbleiter und einer Diode nach Ligiang et al 2003b Die Messung nur eines einzelnen Schaltvorganges bewirkt dass die Sperrschichttemperatur nur geringf gig durch die Schalt verluste beeinflusst wird es gilt n hrungsweise 7 Tease Hinreichend kurze Messdauern entkoppeln die Temperatur des Bauelements von den umgesetzten Schaltverlusten Bei der Aufnahme von Messreihen mit kurzen Messintervallen k nnen die Schaltverluste nicht unter allen Bedingungen vernachl ssigt werden Dies gilt besonders dann wenn durch die Heizelemente eine hohe Geh usetemperatur vorgegeben wird Eventuelle k nnen lokale Erhitzungen des Wafers auftreten und m ssen an das Geh use abgegeben werden Die Messintervalle m ssen hinreichend lang gew hlt werden um thermisch station re Zust nde im Bauelement zu erreichen 4 5 TESTSCHALTUNGEN 101 a Testschaltung im Zweipunkt Spannungswechselrichter U cr U Lt b Aquivalente Testschaltung Abbildung 4 21 Ableitung der Testschaltung aus einem Zweipunktspannungswechsel
194. itel gibt in Abschnitt 2 1 einen berblick ber die derzeit am Markt verf gbaren ab schaltbaren Leistungshalbleiter im Mittelspannungsbereich Der Abschnitt 2 2 bietet eine bersicht der am Markt erh ltlichen Mittelspannungsstromrrichter deren Stromrichterausgangsspannungen Stromrichterleistungen und der verwendeten Topologien Der Abschnitt 2 3 zeigt die Eigenschaften von Mittelspannungs IGBTs und IGCTs aus Anwendersicht auf Aus diesen Betrachtungen wird in Abschnitt 2 4 die Motivation f r die Entwicklung von 10 kV IGCTs abgeleitet 2 1 berblick ber abschaltbare Leistungshalbleiter In aktuellen Mittelspannungsstromrichtern stellen abschaltbare Leistungshalbleiter einen wesentli chen Kostenfaktor dar Neben der verwendeten Stromrichtertopologie stellen Leistungshalbleiter fer ner einen Schwerpunkt aktueller Forschung dar Bernet 2000 In der Abbildung 2 1 sind Spannungs und Strombereich aktueller am Markt verf gbarer Mittelspannungsleistungshalbleiter dargestellt Die Tabelle 2 1 gibt einen berblick ber Nennspannungen und Nennstr me sowie verwendete Geh use formen Kommerziell erreichen sowohl IGCTs als auch IGBTs maximale Blockierspannungen von 6 5 kV Prototypen von neuen IGCTs wie sie Gegenstand dieser Arbeit sind erreichen Nennblockierspan nungen von 10 kV Die nominale Schaltleistung Sn eines Leistungshalbleiters ist ein Ma f r die Leistung die ein Bauelement schalten kann Bernet 2005 F r GTO und IGCT wird im All
195. iversity of Technology Institute of Control and Industrial Electronics Tschirley et al 2004a Tschirley S Bernet S Carroll E Streit P und Steimer P Design and Characteristics of Low On State and Fast Switching 10 kV IGCTs In PCIM Conference Record Volume 1 Seiten 281 287 Mesago Tschirley et al 2004b Tschirley S Bernet S Carroll E Streit P und Steimer P Design Test und Funktion von 10 kV IGCTs In ETG Fachtagungsberichte Seiten 373 378 VDEETG VdE Undeland et al 1984 Undeland T Jenset A und Steinbak A A snubber configuration for both power transistors and GTO PWM inverters IEEE Power Electronics Specialists Conference Seiten 42 53 Wang et al 2004b Wang X Hudgins J Santi E und Palmer P Destruction free Parameter Ex traction for a Physics based Circuit Simulator IGCT Model In Proceedings of the 39th IAS Annual Meeting Volume 4 Seiten 2542 2549 IEEE Weber et al 2000 Weber A Dalibor T Kern P deg rd B Waldmeyer J und Carroll E Re verse Blocking IGCTs for Current Source Inverters In Proceedings of Power Conversion Niirn berg Weber et al 1997 Weber A Galster N und Tsyplakov E A New Generation of Asymmetric and Reverse Conducting GTOs and their Snubber Diodes In Conference Record of the PCIM Conference Volume 1 N rnberg Wolley 1966 Wolley E D Gate Turn Off in p n p n Devices In JEEE Transactions on Electron Devices Vo
196. ktion der Zeit 2 2 Co nn n ee 47 Technologiekurven und Ausschaltverl ufe f r asymmetrische 4 5 KV 4 KA IGCTs 49 Funktionales Blockschaltbild der IGCT und Foto einer Gateunit 50 Ansteuerschaltung zur Erzeugung des Einschaltimpulses 2 2 222222 51 Ansteuerungsschaltung zur Erzeugung des Haltestromes 2 2 2 2 22 nn ren 52 Ansteuerschaltung zum Abschalten eines IGCTs 2 2 22 53 Regenerative Versorgung der Ansteuerschaltung 2 2 22 22 onen 54 Ersatzschaltbild zur Berechnung des Verlaufes der Spannung am IGCT 55 Prinzipielle Einschalt und Ausschaltverl ufe mit Clamp Beschaltung 56 Simulierte Ausschaltverl ufe mit verschiedenen Clampauslegungen 59 Ausschaltverl ufe eines IGCT mit veschiedenen Streuinduktivit ten 60 Maximale Hintergrunddotierung Np als Funktion der Blockierspannung 62 Minimale Weiten der n Basis f r verschiedene Blockierspannungen 63 Eindimensionales Modell des 10 kV IGCTs 2 2 Enno nn 64 Entwurf und Implementation eines Testsystems nach Tursky et al 2001 68 Kostendarstellung f r manuelles und automatisiertes Testen Tursky et al 2001 69 Testsystem f r Leistungshalbleiter 222 2 22cm oo nn 73 Foto des Leistungsteils bei der Charakterisierung von asymmetrischen 10 kV IGCTs 75 Erdungs und Schutzkonzept mit Schutzerdung und Messerdung f r das Testsystem
197. l 3 6 ANSTEUERSCHALTUNG 49 Eott Ws i homogene Lebensdauereinstellung 0 lokale Lebensdauereinstellung 5SHY 3514512 niedrige Durchlassverluste 5SHY 3514510 niedrige Gesamtverluste sid 5SHY 35L4511 a Technologiekurven Unk KV la kA 3 5SHY35L4510 5SHY35L4511 2 5SHY35L4512 1 0 6 8 10 12 t us b Ausschaltverl ufe Abbildung 3 32 a Technologiekurven f r asymmetrische 4 5 KV 4 KA IGCTs mit verschiedenen Ladungs tr gerlebensdauerprofilen gemessen bei Upc 2 8kV IL 3 3kA T 125 C b Ausschaltverl ufe von asymmetrischen 4 5 kV 4 KA IGCTs mit verschiedenen Ladungstr gerlebensdauerprofilen Sperrschichttem peratur 7 125 C synchronisiert auf den Fall des Anodenstromes Stiasny et al 2001 3 6 Ansteuerschaltung Die Ansteuerschaltung Gateunit eines GCT ist fest mit dem Leistungshalbleiter verbunden und kann daher nicht abgesetzt vom Leistungshalbleiter ausserhalb des Spannverbandes montiert werden Ne ben der Erzeugung eines negativen Gatestromes zum Ausschalten muss die Ansteuerschaltung den Z ndimpuls zum Einschalten liefern Sie muss geeignet reagieren wenn der GCT seinen Strom auf 50 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS die gegen berliegende Diode kommutiert oder von der Diode bernimmt In Abbildung 3 33 a ist das Blockschaltbild einer allgemeinen IGCT Ansteuerschaltung Gateunit dargestellt Das einge
198. l ber einem idealen Schal ter Leiter Leiter RMS Ausgangsspannung ei nes Stromrichters Durchlassspannung an einem leitenden Vierschichtbauelement Flussspannung Threshhold voltage Weite der Raumlatungszone eines pn berganges Geometrische Dicke einer n dotierten Schicht Geometrische Dicke einer p dotierten Schicht XX SYMBOLVERZEICHNIS Verwendete Abkiirzungen 3L NPC VSC ETO DUT GTO GU HVDC IGBT IGCT MCT VI VISA three level neutral point clamped voltage source converter Emitter Turn Off Thyristor Device under Test Gate Turn Off Thyristor Gateunit high voltage direct current Insulated Gate Bipolar Transistor Integrierter Gate kommutierter Thyristor MOS controlled thyristor Virtuelles Instrument Virtual System Architecture Kapitel 1 Einleitung Der integrierte Gate kommutierte Thyristor IGCT gewann seit seiner Markteinf hrung 1996 fort w hrend an Bedeutung Niedrige Durchlassspannungen und schnelle Schaltvorg nge erm glichen minimale Halbleiterverluste bei einer maximalen Ausnutzung der Siliziumfl che Die geringe Kom ponentenzahl das zuverl ssige Press Pack Geh use sowie die hohe Siliziumausnutzung erm gli chen den Entwurf von preiswerten zuverl ssigen kompakten und im Fehlerfall explosionsfreien Stromrichtern Heute sind 4 5 kV 5 5 kV 6 kV und 6 5 kV IGCTs am Markt erh ltlich IGCT basierte Stromrichter werden in industriellen Mittelspannungsantrieben MVD ebenso eingesetz
199. lication note National In struments NI PCI 5124 National Instruments Corporation NI PCI 5124 12 bit Digitizers Technischer Be richt National Instruments Corporation NI Report Generation Toolkit National Instruments Corporation LabVIEW Report Generation Toolkit for Microsoft Office User Guide Application Note 323805A 01 National Instruments Corporation NI VI Analyzer Toolkit National Instruments Corporation LabVIEW VI Analyzer Toolkit Tech nischer Bericht 373631B 01 National Instruments Corporation deg rd und Ernst 2002 deg rd B und Ernst R Applying igct gate units Application Note 5SYA 2031 01 ABB Semiconductors Switzerland Ltd PEM Rogowski Transducers Power Electronic Measurement Ltd Rogowski Current Transducer Application Note Application note Power Electronic Measurement Ltd 186 LITERATURVERZEICHNIS PMK PHV4002 PMK GmbH PHV 4002 Hochspannungstastkopf Technischer Bericht PMK Mess und Kommunikationstechnik GmbH Heusenstamm PulseBlaster Handbuch SpinCore Technologies PulseBlaster PCI Board Owner s Manual Tech nisches Produkthandbuch Rev Ol SpinCore Technologies Inc Schnell 2005 Schnell R Thermal Runaway During Blocking Application Note 5SYA 2045 01 ABB Switzerland Ltd Semiconductors Setz und L scher 2006 Setz T und L scher M Applying igcts Application Note 5SYA 2032 02 ABB Semiconductors Switzerland Ltd Siemens robicon 2005 Siemens Robico
200. ller 2001b Fuller K LabVIEW Messen im Netzwerk Applikation Note 342235A 01 National Instruments Corporation GPIB Manual Motorola Inc MC68488 User s Guide Application note and user s guide Motoro la Inc HVDC MurrayLink ABB HVDC Murraylink HVDC Light Interconnection Victoria South Australia Applikationsbericht POW 0035 ABB HVDC HVDC Tj reborg ABB Power Systems HVDC Tj reborg HVDC Light Project ABB Publikation POW 0022 ABB Power Systems Ingenieurb ro Nagel 1999 Ingenieurb ro Nagel Kalibriergenerator bedienhandbuch Kaminski und Stiasny 2005 Kaminski N und Stiasny T Failure Rates of IGCTs Due to Cos mic Rays Technischer Bericht 5SYA2046 01 ABB Switzerland Ltd Semiconductors Lenzburg Schweiz MATLAB MatFileFormat The MathWorks MAT File Format Application Note MATLAB 7 0 Release 14 The MathWorks Mitsubishi GCU15A 130 Mitsubishi Electric Corporation Datenblatt Mitsubishi Electric Corpo ration NI 1998 Internet Toolkit National Instruments Corporation BridgeVIEW and LabVIEW Internet Developers Toolkit for G Application handbook National Instruments Corporation NI 2003 ExpressVI National Instruments Corporation LabVIEW Express VI Development Toolkit User Guide Application note National Instruments NI 2006 Diadem National Instruments Corporation Produktivit tssteigerung in Testabteilungen durch neue Technologien zur Testdatenverwaltung und recherche App
201. lume 13 Issue 7 Seiten 590 597 IEEE Zeller 1994 Zeller H Cosmic Ray Induced Breakdown in High Voltage Semiconductor Devices Microscopic Model and Phenomenologocal Lifetime Prediction Proceedings of the 6th Internac tional Symposium on Power Semiconductor Devices Seiten 339 340 Zeller 1995 Zeller H R Cosmic Ray Induced Failures in High Power Semiconductor Devices Solid State Electronics 38 12 2041 2046 Interne Dokumente Nagel 2000 Nagel A Konzeption eines Mittelspannungshalbleitertestplatzes Interner Techni scher Bericht ABB Forschungszentrum Ladenburg 184 LITERATURVERZEICHNIS Streit und Carroll 2002 Streit P und Carroll E 10kV IGCT Turn Off Measurements Proposed testsequence for experimental devices Interner Technischer Bericht ABB Semiconductors Lenz burg Tschirley 2004 Tschirley S 10kV IGCT Measurements Interner Technischer Bericht Technische Universit t Berlin Berlin Tschirley 2005a Tschirley S Bedienungs und Sicherheitsanleitung f r den IGCT Teststand In terner Technischer Bericht Technische Universit t Berlin Berlin Tschirley 2005b Tschirley S Lasten und Pflichtenheft f r ein Softtwaremodul zur Fernsteuerung von digitalen Speicheroszilloskopen Interner Technischer Bericht Technische Universit t Berlin Berlin Datenbl tter und Applikationshinweise ABB HVDC Light ABB HVDC It s time to connect Technical Description of HVDC Light Tech nolo
202. m Teilerfaktor von 1000 1 oder 100 1 verwendet Rein ohmsche Spannungsteiler sind f r die Aufzeichnung schneller transienter Signale nicht geeignet Zusammen mit der Eingangskapazit t des Oszilloskopes tritt eine Zeitkonstante auf die zu dynamischen Fehlern f hrt Der sich ergebende ohmsch kapazitive Spannungsteiler bestehend aus Tastkopf und Eingang des Oszilloskops muss mittels eines externen Kalibriergenerators abgeglichen werden Lappe und Fischer 1993 Zum Abgleich von Spannungsteilern mit Teilerfaktoren von 1000 1 werden Kalibrier generatoren mit einer rechteckf rmigen Ausgangsspannung von 1000 V verwendet Ingenieurb ro Nagel 1999 Die Kalibrierung erfolgt jeweils mit dem angeschlossenen Tastkopf an dem entsprechen den Eingangskanal des Oszilloskopes vor Beginn der Messungen Die mit derartigen Hochspannungs tastk pfen erreichbaren analogen Bandbreiten liegen im Bereich von 100 MHz PMK PHV4002 Die Verwendung des Tastkopfes bei der Charakterisierung von Leistungshalbleitern im Mittelspan nungsbereich bedeutet hohe Anforderungen an die Spannungsfestigkeit des verwendeten Tastkopfes 80 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER F r die Spannungsmessungen an diesem Teststand mit Zwischenkreisspannungen bis zu 15 kV wer den Tastk pfe mit einer Isolationsspannungsfestigkeit von 40 KV von der Spitze des Tastkopfes bis zum Erdanschluss verwendet um im Fehlerfall auftretenden berspannungen stand zu halten 4 3 5
203. mit den Gleichungen A 13 umgeschrieben f r t 0 zu ducci 0 Ty dt Ca unter Ber cksichtigung von A 28 wird gem dieser Anfangsbedinung in A 27 nach der Zeit ab geleitet Man erh lt A 29 ducc 0 Se u ua de sin wit wie cos wt A 30 0 1 1 t 0 und hieraus schlie lich die Kontante c gt zu iLc 0 ae A 31 C2 ch Somit ist die gesamte L sung f r die Spannung ber dem Clampkondensator Cc I uccalt e sin wit Upe A 32 w Cc mit PS Su Wy 4 we 6 ge A 33 2RaCc V TaCa l A 2 AUSSCHALTEN DES IGCTS MIT CLAMPBESCHALTUNG 165 Berechnung von tmax Ein wichtiger Parameter bei der Dimensionierung der Clampbeschaltung ist die maximale Spannung ber dem Clampkondensator mit der der ausgeschaltete IGCT w hrend der Entmagnetisierung der Clampinduktivit t beansprucht wird Allgemein wird diese Spannungs berh hung beschrieben durch I Auca ucalt Upc eo sin wit A 34 Zum Zeitpunkt tmax wird diese Spannungs berh hung maximal Zur Bestimmung von tmax wird die erste Nullstelle der zeitlichen Ableitung von A 34 gesucht Es ist d I I T Aucalt Oe e sin wit ees et w1 cos wit A 35 und man erh lt t 1 aus 0 d sin wytyax w cos w tmax A 36 die Zeit tmax der maximalen Spannungs berh hung Aucc zu 1 Wy tax arctan A 37 M a arctan 5 Berechnung von tp Die Zeit tp markiert das Ende d
204. mperatur entsprechend steigen die Einschaltverluste Der Verlauf des Stromes ist f r die betrach teten Arbeitspunkte bei 7 25 C und 7 125 C nahezu identisch 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 143 4000 s a I A 5 I A a T 50 C 4000 L 200 IJA c T 105 C d T 125 C Abbildung 5 32 IL320 29 Darstellung der Einschaltverluste bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6KV und Str men Is 200 650A bei den Sperrschichttemperaturen a 7 50 C b T 85 C c T 105 C und d 7 125 C La 22 6 uH Ra 60 Ca 0 5 uF Rsn 10 Con 0 625 uF 144 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 2 2 4 Ausschalten des Diodenteils Zur Messung des Ausschaltvorganges des Diodenteils von r ckw rtsleitenden 10kV IGCTs wird die in 5 24 a vorgestellte Schaltung verwendet Die Abbildung 5 33 zeigt einen gemessenen Ausschalt verlauf der Freilaufdiode von IL320 29 beim Einschalten des asymmetrischen IGCTs IL231 31 Die Zwischenkreisspannung betr gt Upc 6 kV der zu kommutierende Strom ist s 650 A die Mes sung wurde bei einer Sperrschichttemperatur von 7 125 C durchgef hrt Nach dem Einschalten des IGCTs sinkt die Spannung schnell auf den station ren Wert ab Der Strom s kommutiert mit der durch die Clamp Induktivit t begrenzten Stromanstiegsgeschwindigkeit von der Freilaufdiode auf den IGCT Der Strom flie t mit dem ein
205. n Tabelle 5 4 bersicht der getesteten r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs der zweiten Entwurfsstufe Bauelement Durchlass Durchlass Durchlass Durchlass Blockierstrom alle Tests bei spannung spannung spannung spannung Ipr bei T 125 C Ur bei Ur bei Ur bei Ur bei Upc 5 5kV IL 300 A IL 900 A IL 900 A IL 900 A 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 133 5 2 1 Testschaltungen 5 2 1 1 Messung des Schaltverhaltens des IGCT Teils Die Schaltung zur Vermessung des Schaltverhaltens folgt der in Abschnitt 4 5 2 vorgestellten Schal tung eines Tiefsetzstellers wie er auch f r die Vermessung der asymmetrischen 10 KV IGCTs ver wendet wurde siehe 5 1 1 Da im Rahmen dieser Messungen der zu vermessende IGCT nur ausge schaltet wird wie in Abbildung 5 2 b dargestellt Kann an der Position der Freilaufdiode ein weiterer r ckw rtsleitender 10 kV IGCT eingesetzt werden Die Freilaufdiode muss bei diesem Test keinen Strom ausschalten F r den Einsatz als Clampdiode kommt ein Muster einer unbestrahlten 10 kV Diode mit einem 91 mm Wafer basierend auf dem Substrat der 10 kV IGCTs IL244 22 vom Typ 5SDF 12L9990e s zum Einsatz Somit kann bei der Vermessung des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils auf die Reihenschaltung von Dioden verzichtet werden Der Spannungsanstieg ber der Freilauf diode wird durch einen RC Snubber auf einen Wert von maximal 1 kV us begrenzt Hierzu werden die Werte diese Beschaltungselemente mit Rs
206. n Blockierspannungen in den einzelnen H Br cken erreicht Bernet 2004 Bernet 2005 Fazel et al 2005 Um bei diesen Systemen die Aus gangsspannungen zu erh hen wird die Anzahl der in Reihe geschalteten H Br cken beziehungsweise die Nennblockierspannung der Leistungshalbleiter erh ht 2 2 2 Anwendungen Die Abbildung 2 3 zeigt typische Spannungs und Leistungsangaben f r verschiedene am Markt er h ltliche Stromrichter Der Arbeitsbereich der Niederspannungsantriebe Uj im Bereich von 200 V 690 V wird vollst ndig durch Niederspannungs IGBT Module LV IGBT mit Ucr lt 1700 V abge deckt ABB ACS 8000 Kat Mittelspannungs IGBT Module verdr ngen im Bereich der Traktionsstromrichter GTOs und decken auch den unteren Leistungsbereich S lt 10 MVA der Industriestromrichter im Mittelspannungsbe reich ab Neuere Mittelspannungs IGBT Module MV IGBT mit Ucg 2500 V 6500 V erlauben den Entwurf von Stromrichtern im Spannungsbereich von 1 kV 7 2 kV bei Leistungen im Bereich von 200 KVA 7MVA IGBT basierte Stromrichter erreichen damit den Bereich h herer Leistungen im Bereich von 3 5 MVA bis 50 MVA Siemens robicon 2005 bei nominalen Spannungen von 2 3 kV bis 15 kV der bislang von IGCT Stromrichtern dominiert wurde Der Hauptanwendungsbereich von IGCT Strom richtern sind Industriestromrichter und Antriebe sowie Stromrichter f r Energiesysteme wie Bahn netzkupplungen dynamische Spannungsstabilisierungen Suter et al 2005
207. n Durchlassverlusten Im Durchlassfalle rekombinieren auch Ladungstr ger des Durchlassstromes an den eingebrachten Re kombinationszentren Hier w re eine lange Ladungstr gerlebensdauer w nschenswert Um eine gute Ausschaltstromverst rkung zu erreichen m ssen hinsichtlich der Durchlassverluste also Kompromis se gemacht werden Ein Vorteil dieser Methode ist es dass die Sperrf higkeit in R ckw rtsrichtung erhalten bleibt In der Anwendung bietet diese Tatsache die M glichkeit die Bauelemente anwendungsspezifisch zu optimieren siehe Abschnitt 3 5 3 2 GATE TURN OFF THYRISTOR 24 Anoden Kurzschl sse Ein weiterer Ansatz beruht darauf den Wirkungsgrad des Anodenemitters zu reduzieren damit w hrend der Stromfilamentierung weniger L cher in die n Basis injiziert wer den Eine M glichkeit der Realisierung ist das Einbringen von Anodenkurzschl ssen In regelm igen Abst nden werden n dotierte Bereiche in den p dotierten Anodenemitter p Schicht eingebracht Diese n Inseln verbinden die anodenseitige Metallisierungsebene mit der mittleren n dotierten Schicht n wie in Abbildung 3 10 a dargestellt So werden anodenseitige Kurzschl sse sogenannte shorted anode emitter erzeugt mit denen Pfade realisiert werden ber die Elektronen zur Anode passieren k nnen ohne eine erneute Injektion von L chern in das n Gebiet n zu verur sachen F r optimale Stromverl ufe mit geringem lateralen Anteil im Bauteil werden die n Ge
208. n Perfect Harmony Produktkatalog Siemens sinamics 2006 Siemens Sinamics Mittelspannungsstromrichter Produktkatalog D12 Tektronix ABC of Probes Tektronix Inc ABC of Probes primer Application Note 01 04 FLG WOW 60W 6063 8 Tektronix Inc TMEIC TMDrives TMEIC TM Drives Product Overview Produktkatalog TransZorb Diode 1 5KE National Semiconductor 1 5KE6 8 THRU 1 5KE440CA transzorb tran sient voltage supressor Datenblatt National Semiconductor Zirrgiebel ISM100 Zirrgiebel G H Bedienungsanleitung zur Impulsstrommesseinrichtung ISM100 Bedienungsanleitung IGZ Zirrgiebel Darmstadt
209. n Reihenschaltungen von Leistungshalbleitern eingesetzt werden um die Ausgangsspannung zu Erh hen Nagel et al 2000 Nagel et al 2001 Abweichend von den Betrachtungen in Abschnitt A 1 die den idealisierten Einschaltverlauf beschreiben sind nun auch die Beschaltungselemente zur statischen und dynamischen Symmetrierung zu ber cksichtigen Die Wi derst nde der statischen Symmetrierung stellen die gleichm ige Spannungsaufteilung im station ren Zustand sicher Die RC Snubber der dynamischen Symmetrierung beeinflussen die Schaltvorg nge wie in Abbildung A 5 a siehe auch Abschnitt 5 1 2 5 dargestellt ist Der folgende Abschnitt beschreibt die Wirkung der dynamischen Symmetrierung von Clamp und Freilaufdiode in einer Tiefsetzstellerschaltung Als Grundlage der Berechnung wird das Ersatzschalt bild nach Abbildung A 5 c verwendet Tschirley und Bernet 2005a Der in der Abbildung A 5 a dargestellte Strom durch den IGCT kann in zwei Teilstr me zerlegt werden wie in Abbildung A 5 b dargestellt Der Teilstrom A entsteht nach dem Einschalten des IGCTs durch eine schnelle Kommutierung des Laststromes Jr von der Freilaufdiode auf den IGCT mit dem Clampkondensator als Energiespeicher Der Stromanstieg wird nur durch die Streuinduktivit t begrenzt Der Strom erreicht einen ersten Maximalwert und klingt dann ab Die Intervalle I und II beschreiben den Anteil von Teilstrom A am Gesamtstrom durch den IGCT Der Teilstrom B beginnt langsamer zu steig
210. n di dt bei Dioden f r Anwendungen im Mittelspannungsbereich liegen zwischen 200 und 1000 A us Setz und L scher 2006 F r die Berechnungen werden die beteiligten Schalter als ideal angenommen e F r die Durchlassspannungen gelten Up 0 f r die Dioden und Ur 0 f r den IGCT e Die Diode erzeugt keine R ckstromspitze e Die Zwischenkreisspannung Upc wird als konstant angenommen ebenso der flie ende Last strom Ir 56 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS bai b Ausschaltvorgang Abbildung 3 39 Prinzipielle a Einschalt und b Ausschaltverl ufe mit Clampbeschaltung 3 7 2 1 Auslegung der Clamp Induktivit t Die Auslegung der Clamp Induktivit t erfolgt durch Festlegung des maximal erlaubten Stromanstiegs dimax dt bei gegebener Zwischenkreisspannung Upc Dies muss f r den gesamten Arbeitsbereich erfolgen also die im Betrieb maximal auftretende Zwischenkreisspannung Upc max und den maximal flie enden Strom ber cksichtigen Die Streuinduktivit t L im Clamp Kreis kann vernachl ssigt werden da sie sehr klein gegen ber der Clamp Induktivit t Lc ist Man errechnet den Wert der Clamp Induktivit t zu Upc max Laos 2 ern 3 20 In Abschnitt A 1 wird der lineare Stromverlauf durch den IGCT w hrend des Einschaltvorganges berechnet zu Upc 3 7 AUSLEGUNG DER EINSCHALTENTLASTUNG 57 Entsprechend ergibt sich der Strom durch die ausschaltende Freilaufdiode D zu ipe t I t 3
211. n linear ansteigenden Strom durch den IGCT und w hrend des Ein schaltvorganges mit U is t dd A 10 Cl und entsprechend f r die Freilaufdiode D U ipe t I T a A 11 Diese Beziehungen sind g ltig bis der Strom durch die Freilaufdiode D den Wert Null erreicht und die Freilaufdiode beginnt Sperrspannung zu bernehmen Man errechnet die Zeit in der der Strom von der Freilaufdiode D auf den IGCT kommutiert wird mit L e h ae A 12 DC wenn die Kommutierung bei t 0 beginnt U kV 1 kA Abbildung A 2 Simulierter Verlauf der Spannungen us upc und upr sowie der Str me zg und ipr beim Einschalten des IGCTs Upc 6 8kV I 1kA La 13 6 uH Als Zahlenbeispiel soll die folgende Betrachtung dienen W hlt man die Stromanstiegsgeschwindig keit dis dt zu 500 A us bei einem flie enden Laststrom von J 1kA und einer Zwischenkreis spannung von Upc 6800 V so ergibt sich nach A 1 die Clampinduktivit t zu Zo 13 6 uH Die Kommutierung ist nach einer Zeit von tg 2 us abgeschlossen die entsprechenden Verl ufe sind in der Abbildung A 2 dargestellt 162 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN A 2 Ausschalten des IGCTs mit Clampbeschaltung Bei leitendem IGCT f hrt die Clampinduktivit t den vollen Laststrom J und ist aufmagnetisiert Nach dem Abschalten des IGCTs muss die gespeicherte magnetische Energie abgebaut werden Oh ne eine weitere Ma nahme erzeugt die Spule eine sehr hohe
212. nd IL231 31 Verlauf und Ersatzschaltbild beim Einschalten von IGCTs mit in Reihe geschalteten Dioden Ersatzschaltbild Intervall Doom oP Gece 8 0 amp wo ale Bw re ee Oe Ersatzschaltbild Intervall 2 222 Co oo oo oo Ersatzschaltbild Intervall 22222 oo Coon Ersatzschaltbild Intervall IV 2 222 oo oo oo 1L231 31 Einschaltverlauf mit hochohmigerer dynamischer Symmetrierung der Clampdiode Testschaltung f r die Vermessung des Ausschaltverhaltens des IGCT Teils xiii 92 93 94 95 96 98 99 99 101 102 105 106 107 108 109 111 114 115 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 XIV ABBILDUNGS VERZEICHNIS 5 22 Simulierter Ausschaltvorgang ss as recse spusa tiei ee 134 5 23 Bild des Testaufbaus f r die Untersuchung des Ausschaltverhaltens 134 5 24 Testschaltung f r die Vermessung des Ausschaltverhaltens des Diodenteils 135 5 25 Definition der aus den Schaltverl ufen gewonnenen Parameter 136 5 26 Blockierstrom IL320 29 und IL320 34 2 2 2 ee 137 5 27 Verl ufe von Str men und Spannungen mit IL320 29 als schaltendem IGCT 138 5 28 IL320 29 Ausschaltverhalten des IGCT Teils 2 2 22 oo onen 139 5 29 1L320 29 Auswertung der Ausschaltverl ufe 22 2 2 Cm oo onen 140 5 30 IL320 29 Ausschaltverluste bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen 141 5 31 IL320 29 Einschaltverhalt
213. net sich zu di IT _ Upe oe f 4 6 dt ty to Priest Zum Zeitpunkt t wird der abzuschaltende Stromwert erreicht und der IGCT abgeschaltet Die Strom anstiegsgeschwindigkeit w hrend des linearen Stromanstieges wird so gew hlt dass im durchgeschal teten IGCT nahezu station re Zust nde herrschen Jedoch ist in der Abbildung 4 22 b erkennbar dass der Strom nach dem Einschalten zur Zeit t mit dem gew hlten Stromanstieg dJ dt weiter ansteigt Das ist insbesondere dann problematisch wenn der zuvor zur Zeit t abgeschaltete Strom bereits nahe am Wert des maximal abschaltbaren Stromes IrGom des IGCTs liegt Der Ausschaltvorgang zur Zeit t3 wird das Bauteil dann stark beanspruchen und m glicherweise zerst ren Die Phase ton 2 in der der IGCT erneut leitet Kann prinzipiell so kurz wie m glich gehalten werden da der Ausschaltvorgang nicht gemessen werden muss In der Spezifikation der IGCTs wird allerdings eine minimale Schalt zustandszeit ton of min Sowie eine minimale Schaltperiode toy min tow min angegeben Diese Zeiten sind einzuhalten um station re Zust nde in der Clamp Beschaltung der Gateunit und dem Bauele ment zu erreichen und die Schaltvorg nge vollst ndig zu beenden Diese Zeit wird bei einem 4 5 kV IGCT mit ton of min 10 us angegeben die minimale Schaltperiode liegt bei 60 us z B ABB IGCT 5SHY 35 L 4512 Setzt man die L nge der zweiten leitenden Phase mit ton 20 us an so 104 KAPITEL 4 AUFBAU EI
214. ng der Software um eine weitere Messung genauso wie die M glichkeit der Integration von weiteren digitalen Speicheroszilloskopen Die M glichkeit der Integration von Werkzeugen zur automatischen Berichterstellung oder die Implementation von weiterf hrenden Datenanalysefunktionen er laubt die Anpassung der Anlage an zuk nftige Messaufgaben Portierbarkeit Mit der Forderung nach einer m glichen Portierbarkeit der Betriebssoftware wird zu n chst ber cksichtigt dass die in die Erstellung investierten Kosten nicht durch den Wechsel des Betriebssystems des Steuerrechners verloren gehen In erster Linie beeinflusst diese Forderung die Auswahl des Entwicklungssystems mit dem die Betriebssoftware erstellt wird Weiterhin muss die Funktionalit t auch in der Zusammenarbeit mit Nachbarsystemen wie Datenbank oder Webservern gegeben bleiben wenn diese Systeme einen Migrationszyklus durchlaufen Der bereits erw hnte modulare Aufbau erlaubt hinsichtlich der Portierung auch die Anwendung der Software in Testst nden mit anderen elektrischen Leistungsdaten wenn nur der generelle Aufbau dem in der Abbildung 4 9 dargestellten entspricht wie beispielsweise ein Teststand f r Mittelspannungs IGBTs Rohner 2005 3Das beinhaltet auch ein Umstellen auf eine neue Version des Betriebssystems 90 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Laufzeitverhalten Das Laufzeitverhalten der Betriebssoftware ist besonders f r die Betriebszu st n
215. ngen 4 14 und 4 15 Hieraus wird ein fertiges Rahmenprogramm erzeugt Alle Zustands berg nge und Fehlerbehandlungen k n nen so getestet werden ohne komplizierte Testszenarien aufzubauen Die Auswertung der gemessenen Daten erfolgt in Matlab durch entsprechende Scripte Diese Scripte k nnen durch Verwendung von Script Knoten in den LabVIEW Code integriert werden So muss die Auswertung nicht f r zwei verschiedene Plattformen geschrieben werden 4 5 TESTSCHALTUNGEN 97 4 4 5 Testumgebung f r die Softwareentwicklung F r die Entwicklung der Software wird ein Testsystem mit funktionaler hnlichkeit zum IGCT Teststand aufgebaut Der generelle Aufbau folgt der Darstellung in Abbildung 4 9 mit dem Ziel die spezifizierten Funktionalit ten an einem separaten Aufbau zu implementieren Die verwendeten Hardwarekomponenten entsprechen denen des IGCT Testplatzes Abweichend hiervon wird der Zwi schenkreiskondensator durch ein programmierbares Netzger t geladen Der Spannungsbereich wird auf Zwischenkreisspannungen Upc lt 650 V begrenzt Mit der Anlage kann das Schaltverhalten von IGBTs und MOSFETs in der Spannungsklasse bis 650 V bei Str men bis zu 80 A gemessen werden Die Abbildung 4 18 a zeigt ein bersichtsbild der verwendeten Komponenten die Schaltung des Leistungsteils ist in Abbildung 4 18 b dargestellt Die Abbildung 4 18 c zeigt die Vermessung eines CoolMOS SPW47N60 im gesamten sicheren Arbeitsbereich Mit dem System k nnen sowohl
216. ngshalbleiter durch den Hersteller von Stromrichtern f r die Entwicklung und die folgende Ferti gung gem den im Unternehmen verwendeten Qualit tsstandards qualifiziert Hierbei werden Bau elemente verschiedener Hersteller verglichen und die Datenblattangaben verifiziert Diese Tests wer den in den Arbeitspunkten gemacht wie sie im zuk nftigen Produkt auftreten Diese unterscheiden sich oft von denen im Datenblatt angegebenen daher sind diese Tests notwendig um die korrekte Funktion der Bauelemente zu gew hrleisten Das moderne Qualit tsmanagement fordert Typpr fungen bereits dann wenn ein quivalenter Leis tungshalbleiter 2nd source eingesetzt wird oder auch nur die Ansteuerung ver ndert wird Diese Tests finden blicherweise nicht beim Hersteller der Leistungshalbleiter statt sondern beim anwen denden Hersteller der Stromrichter F r diese Arbeiten wird kein Fabrik Testsystem angeschafft das vollst ndig manuelle Testen ist f r Typpr fungen und die Modifikation der Ansteuerung die etablierte Testmethode Extraktion von Simulationsparametern F r die Simulation des Verhaltens von Leistungshalb leitern werden Simulationsmodelle des Bauelementes erstellt Die Komplexit t der verwendeten Mo delle ist abh ngig von der erwarteten Aussagekraft der Simulation F r die Evaluierung von Strom richtertopologien werden einfache Modelle zur Berechnung der in den Leistungshalbleitern umge setzten Verluste verwendet Hierbei werden Dat
217. nie entspricht der eines pin Halbleiter berganges bei den Bedingungen der star ken Injektion und hat die Form Paul 1977 Ux n Urincl ca VT RI C1 C2 Konstanten 3 16 n Faktor1 lt n lt 2 Der erste Teil dr ckt den Spannungsabfall ber der Sperrschicht der zweite den ber dem leitf hig keitsmodulierten Bahngebiet und der dritte den ber dem ohmschen Bahnwiderstand aus In Abbil dung 3 23 ist die Durchlasscharakteristik Ir f Ur eines asymmetrischen IGCTs f r die Tempe raturen T 25 C und 125 C dargestellt Im Schnittpunkt der beiden Verl ufe ist der Bandabstand gleich dem Produkt aus Elementarladung und anliegender Spannung Kub t 1984 Abschnitt 6 6 Wegen des relativ geradlinigen Verlaufes der Strom Spannung Charakteristik kann die Durchlass kennlinie mit gen gender Genauigkeit durch eine Gerade angen hert werden die die Spannungachse beim Wert der Schleusenspannung Uro schneidet und die Steigung rp hat Ur Up trr Ir 3 17 Die Leistungsf higkeit eines IGCTs wird im Durchlassbereich durch mehrere Stromangaben do kumentiert Die Datenblattangabe des maximalen Durchschnittsstromes I7 avym und dessen RMS Wertes IT r s m geben den Mittelwert und den Effektivwert einer sinusf rmigen Halbwelle an den das Bauteil bei maximaler Sperrschichttemperatur f hren Kann Diese Definitionen entstammen der Thyristortechnik und geben Anhaltspunkte f r den Betrieb bei niedrigen Frequenzen Schaltverluste werden hier vernachl
218. nitt 4 5 vorgestellt Hierbei wird auf das Wirkprinzip einstellbare Parameter und die Betriebssicherheit im Leistungsteil eingegangen Die Dimensionierung der einzelnen Bauelemente wird im Kapitel 5 bei den entsprechenden Messschaltungen angegeben Die Abbildung 4 1 zeigt allgemein den Ablauf des Entwurfsprozesses eines Testsystems In Tursky et al 2001 wird eine generalisierte Herangehensweise beschrieben ein Testsystem nach den Anfor derungen zu spezifizieren und in entsprechender Qualit t realisiert zu realisieren Das Ziel derartiger Vor berlegungen ist es mit dem Testsystem eine sinnvolle Investition zu t tigen und die Entwicklung an diesem System kosteng nstig und im festgelegten Zeitrahmen erfolgreich zu beenden Die Inves tition in ein solches Testsystem umfasst nicht nur Ausgaben f r Ger te es sind auch Arbeits und Entwicklungszeiten Werkstattzeiten und Raum f r den Aufbau des Systems zu ber cksichtigen Die strukturierte Planung hilft die anfallenden Kosten zu minimieren und Fehlentwicklungen zu vermei den Das Resultat des Entwurfs ist einerseits das funktionierende Testsystem Andererseits kann von den beim Systementwurf erworbenen Kenntnissen profitiert werden indem hnliche Testsysteme an 68 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Anforderungen L Test Spezifikation Auswahl der Architektur Was Komponenten Module e Wie Genauigkeit Geschwindigkeit Resultate Hardware und Soft
219. nnung der Anlage ausgelegt sind 4 3 3 Sicherheit und Schutzerdung Die im Betrieb des Testsystems auftretenden hohen Spannungen erfordern eine sorgf ltige Sicher heitsplanung Diese soll einen sicheren regul ren Testbetrieb erm glichen und muss bei auftretenden Fehlern den Schaden begrenzen Gollnick 2003 Die Abbildung 4 5 zeigt ein bersichtsbild des Sicherheits und Erdungsplanes des Teststandes Vor jeder Messung wird der sicherheitstechnische Zustand der Anlage gem ss den Sicherheitsvor schriften Tschirley 2005a berpr ft 4 3 KOMPONENTEN DES LEISTUNGSHALBLEITER TESTSYSTEMS 75 e Heanansehene Dipy Halbleiterpresse Je s 3 i Ses O GU Spannungsversorgung l a l N Abbildung 4 4 Foto des Leistungsteils mit Halbleiterpresse und Zwischenkreiskondensatorbatterie bei der Cha rakterisierung von asymmetrischen 10 kV IGCTs 4 3 3 1 Schutz im Messbetrieb Der Leistungsteil des Teststandes wird in einem separaten Raumteil untergebracht Der Anwender steuert die Anlage ausschliesslich durch den Steuerrechner Da beim Versagen von Komponenten im Leistungsteil der Anlage explosionsartige Ger usche nicht ausgeschlossen sind wird die Trenn wand des Testraumes als Schallschutzwand ausgef hrt Alle Verbindungen vom Steuerrechner zu den Komponenten des Teststandes sind mit Lichtwellenleitern realisiert es besteht keine galvanische Verbindung zum Leistungsteil und zu den Messger ten der Anlage Die Versorgungsspannung de
220. nnungsabfall an Rs klein gegen ber der Blockierspan nung zu halten wird der Wert von ts kleiner oder gleich 10 des zu erwartenden Blockierwider standes des blockierenden Bauteils gew hlt Der Messwiderstand Rm wird so dimensioniert dass bei flie endem Blockierstrom ein Spannungs abfall im Bereich von Up 0 5 5 V mit dem Speicheroszilloskop gemessen werden kann siehe Tabelle 4 1 Tabelle 4 1 Auslegung des Messwiderstandes RA f r verschiedene zu erwartende Blockierstr me pr und resultierender Spannungsabfall Tr Tr e O O 5mA 50mA 1002 0 5 5V 500A 5mA_ TKO fosy 50nA 500pA 10kQ 0 5 5V 4 5 2 Schaltung zur Untersuchung des Schaltverhaltens Zur messtechnischen Erfassung des Schaltverhaltens von Leistungshalbleitern sind verschiedene Mess konzepte anwendbar In einem kontinuierlich messenden System wird der Leistungshalbleiter wie im Stromrichterbetrieb kontinuierlich geschaltet eine Triggerung der Messerfassung erfolgt mit dem Schaltsignal Als Leistungsteil wird blicherweise eine H Br cke verwendet deren Schalter gegen phasig angesteuert werden Marquardt 1982 Teigelk tter und Steimel 1995 Die Lastinduktivit t ver bindet die Mittelpunkte der Zweigpaare Die Versorgung muss nur die Verluste im Betrieb nachliefern Mit dem stromrichternahen Betrieb k nnen die Leistungshalbleiter auch hinsichtlich Schaltfrequenz und K hlung charakterisiert werden Ladoux et al 2004 F r die Charakter
221. nszeiten besitzen Die Entwicklung von echtzeitf higer Software verursacht h here Entwicklungs kosten da die Anforderungen an Recherplattform und Entwicklungsumgebung steigen Der Aufwand f r die Verifikation durch Testen der Software wird bei Echtzeitsystemen reduziert Im Sinne der Zerlegung in Komponenten kann diese berwachung mittels eines separaten eigenst n gigen Rechnersystems oder durch geeignete Hardware erfolgen So werden die Echtzeitforderungen nicht f r die gesamte Betriebssoftware notwendig sondern nur f r den relevanten Teil der Anlagen steuerung Fehlerverhalten F r jede Komponente der Betriebssoftware ist das Verhalten im Fehlerfall zu spe zifizieren Der Ausfall eines Ger tes muss durch die Software erkannt und an die aufrufenden Module weitergemeldet werden Auf jeder Ebene ist auf solche Fehlermeldungen entsprechend zu reagieren und der sichere Zustand herzustellen Bei der Bedienung der verschiedenen Kommunikationsbusse werden je nach implementiertem Pro tokoll verschiedene Timeout Zeiten verwendet Kritisch f r das Zeitverhalten ist das Auftreten von Kommunikationsfehlern wenn der Leistungsteil unter Spannung steht Durch vorheriges Abfragen aller beteiligten Ger te vor dem Aufladen des Zwischenkreises kann das Risiko von trivialen Fehlern durch abgetrennte Verbindungen der ausgeschaltete Ger te verringert werden Gelangt eine Kompo nente in einen Timeout Zustand so ist dieser an die berliegende Schicht zu m
222. och um kleine Zykluszeiten und damit geringe Kos ten beim Testen zu realisieren Neben einer vollst ndigen automatischen Abarbeitung der Tests wird meist auch die Kontaktierung der Bauelemente durch automatische Pressen realisiert Charakterisierung von Prototypen Prototypen werden im Entwicklungsprozess ausgemessen be vor ein an den neuen Leistungshalbleiter angepasstes Fabrik Testsystem entwickelt wird W hrend der Charakterisierung von Prototypen werden Messungen mit verschiedenen Versionen des Bau elements durchgef hrt Die neuen Bauelemente werden blicherweise manuell unter verschiedenen Bedingungen getestet Die Vermessung erfolgt in verschiedenen Arbeitspunkten bei verschiedenen Sperrschichtemperaturen und mit verschiedenen Beschaltungsnetzwerken Snubbern Tschirley et al 2004a um den gesamten sicheren Arbeitsbereich zu beschreiben Fiir eine gute Vergleichbarkeit der verschiedenen Prototypen sind die Testbedingungen m glichst exakt zu reproduzieren Modifikation der Ansteuerung Ver nderungen an der Ansteuerung eines Leistungshalbleiters z B der Ver nderung des Gate Widerstandes eines IGBT bedeuten ein ver ndertes Schaltverhalten Soll ein Leistungshalbleiter abweichend von den Angaben im Datenblatt unter anderen Ansteuerungsbe dingungen betrieben werden so muss das Schaltverhalten im gesamten Arbeitsbereich untersucht werden Qualifikation neuer Bauelemente Im Herstellungsprozess werden neu am Markt verf gbare Leis tu
223. ode Abbildung 3 44 Eindimensionales Modell des 10 kV IGCTs Die ersten Muster von 10 kV IGCTs werden mit einem Wafer mit einer Dicke von d 1050 um und einem spezifischen Widerstand von 1000 Q cm realisiert siehe Abbildung 3 44 Der Herstel lungsprozess entspricht dem Standard GTO IGCT Prozess zur Herstellung von Bauelementen mit Blockierspannungen von Uprm 4 5 6 5kV Komplettiert wird der Entwurf durch die auch bei den IGCTs mit niedrigerer Blockierspannung bliche doppelt diffundierte p Basiszone und einen hoch dotierten Kathodenemitter Ein hochdotierter Bufferlayer begrenzt das elektrische Feld und eine niedrig dotierte transparente Anode realisiert einen Anodenemitter mit niedriger Effektivit t Der Hauptunterschied der neuen 10 kV IGCTs verglichen mit den IGCTs mit niedrigerer Blockier spannung ist die Verringerung der Substratdotierung in der n Basis und deren deutliche Verbreiterung Diese beiden Ver nderungen haben zur Folge dass mit dem Standardprozess der doppelt diffundier ten Bor und Aluminiumdotierung das Profil der p Basis im Falle des 10 kV IGCTs ein wesentlich abrupterer pn bergang zwischen p und n Basis realisiert wird Dieser ist bekannt nachteilig f r die Stabilit t gegen ber dem dynamischen Avalanche dieses pn berganges Um dies zu kompensie ren wurden die ersten Muster der 10 kV IGCTs mit einem sehr tiefen Aluminiumprofil versehen Die Tiefe des Blockierspannung bernehmenden pn berganges liegt so bei 190
224. odularer Aufbau gew hlt Die Betriebssoftware der Anlage wird ebenfalls modular ausgef hrt um die Flexi bilit t des gesamten Aufbaus in der implementierten Software widerzuspiegeln Der Austausch oder die Erg nzung der aufzeichnenden Messger te wird genauso erm glicht wie die Implementation einer neuen Messung im Leistungsteil der Anlage Die automatisierte Vermessung setzt auf diesen Modu len auf und erm glicht die wiederholte Ausf hrung von Messungen oder die Abarbeitung von Se rienmessungen Alle gemessenen Daten werden in einem offenen weiterverwendbaren Dateiformat gespeichert Eine Auswertung der Daten kann nach der Messung erfolgen oder aber durch Integration von datenverarbeitenden Modulen w hrend der laufenden Messung 4 3 KOMPONENTEN DES LEISTUNGSHALBLEITER TESTSYSTEMS 13 Die Bedienung des Testsystems geschieht durch einen Steuerrechner Eine einzelne Bedienoberfl che fasst alle verwendeten Komponenten und Messger te zusammen Die Einarbeitungszeit zur Verwen dung des Testsystems kann so deutlich verk rzt werden 4 2 4 Betriebssicherheit Bedingt durch die hohen Spannungen in der Anlage sind die Anforderungen an das Sicherheitskon zept f r das Betriebspersonal und das Testsystem selbst hoch Die Schaltungen im Leistungsteil wer den so ausgelegt dass die gespeicherte Energie in den vorhandenen Kapazit ten m glichst klein ist Bei der Vermessung von Prototypen ist besonders mit dem Versagen eine Bauelements zu rechnen
225. p Bor Co Coc Coc Coe Da Dr Aucc Ekrit Av Eog Ucai t ucc Icc t icc Dielektrizit tskonstante Dielektrizit tskonstante von Silizium Stromverst rkung eines bipolaren npn Transistors Stromverst rkung eines bipolaren pnp Transistors Ausschaltstromverst rkung Kapazit t des Clamp Kondensators Kapazit t des Zwischenkrieskondensators Kondensator zur Spannungssymmetrierung von reihengeschalteten Clamp Dioden Kondensator zur Spannungssymmetrierung von reihengeschalteten Freilauf Dioden Clamp Diode Freilaufdiode berh hung der Spannung ber dem Clamp Kondensator w hrend des Aus schaltens des IGCTs Kritische Feldst rke bei beginnendem Avalanche Durchbruch der schwach do tierten n Basis Ausschaltverluste Eof D On Esnub fs Sample In Ic Icc Icpc Ic max Ico Ip Ina Ips IDR IpRM Ig Icm Icom Ausschaltverluste eines Diodenteils in einem r ckw rtsleitenden Leistungshalb leiter Einschaltverluste Verluste in einer Snubberbeschaltung Schaltfrequenz eines Stromrichters Abtastfrequenz eines digitalen Signalerfas sungssystems Anodenstrom eines Halbleiterbauelements Kollektorstrom eines Transistors Strom durch den Clamp Kondensator Strom durch Cpc Maximale Kollektorstrom eines Transistors Kollektor Basis S ttigungssstrom eines bi polaren Transistors Strom durch eine Diode Strom durch der Clamp Diode Strom durch Freila
226. parallelen Dioden sind eine Reihe von Mess aufgaben zu implementieren Alle diese Messungen werden in verschiedenen Arbeitspunkten durch gef hrt das hei t bei verschiedenen Zwischenkreisspannungen Lastsstr men und Sperrschichttem peraturen Die Messaufgaben sind Messung des Durchlassverhaltens Die Messung liefert den Spannungsabfall Ur bei leitendem IGCT f r verschiedene flie ende Schalterstr me Ir bei verschiedenen Sperrschichttemperaturen Hier aus k nnen die Durchlassverluste bestimmt werden sowie die in Abschnitt 3 4 beschriebenen Parameter des Ersatzschaltbildes rp und Uro bestimmt werden Messung des Ausschaltverhaltens Aus der Aufzeichnung des vollst ndigen Schaltvorganges wer den die Schaltverluste und der Spitzenwert der Momentanleistung bestimmt Messung des Einschaltverhaltens Der Einschaltvorgang liefert die Einschaltverluste des IGCTs Messung des Blockierverhaltens in Vorw rtsrichtung Die Verluste im Blockierfall werden durch den flie enden Blockierstrom und die anliegende Blockierspannung bestimmt Messung des sicheren Arbeitsbereiches Zur Verifikation des sicheren Arbeitsbereiches safe ope rating area SOA eines IGCTs oder einer Diode werden Ausschaltmessungen in allen Arbeits punkten durchgef hrt Die Messungen werden f r den gesamten spezifizierten Temperaturbe reich durchgef hrt 4 2 3 Funktionale Anforderungen Um eine Verwendung des Testsystems f r zuk nftige Projekte zu erm glichen wird ein m
227. peraturen 7 lt 150 C in dem Leistungshalbleiter betrieben werden stabil Ghandi 1977 Abschnitt 6 3 2 2 Die Elektronenbestrahlung hat gegen ber der Dotierung mit Fremdatomen zur Kontrolle der La dungstr gerlebensdauer die Vorteile der besseren Dosierbarkeit und des Einsatzes bei Raumtempe ratur Die Bestrahlung kann bei getesteten nicht im Geh use montierten Wafern durchgef hrt wer den Weiterhin kann die homogene Verteilung ber die Waferfl che bei der Elektronenbestrahlung besser gew hrleistet werden als bei der Dotierung mit Fremdatomen Baliga 1987 Abschnitt 2 3 4 und Ghandi 1977 Abschnitt 6 3 2 2 Muster von asymmetrischen 10 kV IGCTs mit verschiedenen Dosen an Elektronenbestrahlung wur den hergestellt deren Eigenschaften im Kapitel 5 ab Seite 111 dargestellt werden 3 8 4 R ckw rtsleitende 10 kV IGCTs Nach den in Abschnitt 5 1 beschriebenen Messungen an asymmetrischen 10 kV IGCTs werden auf Basis des 10kV Wafers Muster von r ckw frtsleitenden IGCTs hergestellt Hierbei k nnen der IGCT Teil und der Dioden Teil getrennt optimiert werden gemeinsame Basis ist das Substrat mit der Dicke und der Substratdotierung nach dem IGCT Entwurf Da der IGCT Teil zu diesem Zeitpunkt der Ent wicklung bereits charakterisiert ist ist das Ziel der Entwicklungen nun die Realisierung einer Diode die die auftretenden Spitzenblockierspannungen von 10kV aufnehmen kann 66 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Kapitel 4 Au
228. ph nomenologisches Modell in Zeller 1995 in Abh ngigkeit von den Entwurfsparametern beschrieben zu _ 83 41 Arrr 1 45 10 py S e7 5 A 3 35 Hierin ist Ar r die Ausfallrate in Ausf llen pro 10 h py ist der spezifische Widerstand des n dotierten Halbleitermaterials der n Basis A entspricht der aktiven Fl che des Leistungshalbleiters und S ist proportional zur maximalen elektrischen Feldst rke innerhalb der n Basis und wird gem Zeller 1994 Zeller 1995 f r den Fall eines punch through Bauelements mit trapezf rmigem Feldverlauf bestimmt zu S 0 2786 DC 0 8972 3 36 Wn PN Die Ausfallrate wird mit 2 FIT cm angesetzt was bei einem 91 mm Wafer mit einer aktiven Fl che von A 50cm den Wert von 100 FIT bedeutet Mit der Annahme dass 58 der Blockierspannung ber der n Basis abfallen Eicher et al 1996 kann die minimale Weite der n Basis berechnet wer den In der Abbildung 3 43 ist der Verlauf der so ermittelten minimalen Weite w f r verschiedene Blockierspannungen Upru mit dargestellt gestrichelte Linien Die Abbildung 3 43 liefert wie in Eicher et al 1996 beschrieben ein Entwurfskriterium zur Bestim mung der Weite w und der Hintergrunddotierung der n Basis F r ein Bauteil mit einer geforderten Blockierspannung von Uprm 4 5kV mu aus der Anforderung nach Stabilit t gegen ber kosmi scher Strahlung gestrichelte Kurve f r Uprm 4 5kV in Abbildung 3 43 eine Substratdotierung kl
229. programmierte Einstellung der horizontalen und vertikalen Parameter erfolgt nur bei einer teilautomatischen Messung im Rahmen der Pr fung auf Ausnutzung des Messbereiches Autoranging Testbarkeit Mit der eingangs geforderten Modularit t wird die Testbarkeit der Betriebssoftware erm glicht Jede einzelne Komponente kann in ein Testszenario eingebettet werden und so auf ihre Funktion gepr ft werden Moderne Entwicklungstechniken f r Softwarekomponenten integrieren den Vorgang des wiederholten und gegebenenfalls automatischen Testens in den Entwicklungsprozess um die Qualit t der Software zu verbessern Beck 2000 Beck 2003 Wiederverwendbarkeit Die einzelnen Komponenten werden so entworfen dass eine Wiederver wendung der Software m glich ist Die Komponenten der Betriebssoftware liegen blicherweise im Quellcode vor und k nnen wenn sie hinreichend dokumentiert sind zur Erstellung hnlicher Kompo nenten verwendet werden In Siedersleben 2002 Kapitel 10 werden die Nutzbarkeit f r den Entwick ler und die Variabilit t als Merkmale von wiederverwendbarer Software angef hrt siehe Abbildung 4 11 Die Nutzbarkeit f r den Entwickler ber cksichtigt die Tatsache dass ein anderer als der urspr ngliche Programmierer Anderungen an der Software vornehmen k nnen muss Die Merkmale hierf r sind Verst ndlichkeit Ein Entwickler kann nur nderungen an einer Komponente vornehmen wenn be kannt ist welche Spezifikation sie zu erf llen ha
230. r Anforderungen Eicher et al 1996 e Bei der anliegenden maximalen Blockierspannung Uprm darf die kritische elektrische Feldst r ke nicht berschritten werden um einen Avalanche Durchbruch der Sperrschicht zu vermeiden e Um Ausf lle durch kosmische Strahlung zu verhindern darf ein maximaler Wert f r das elek trische Feld in der n Basis bei anliegender maximaler Blockierspannung nicht berschritten werden Zeller 1994 Die kritische Feldst rke bei beginnendem Avalanche Durchbruch Fkrit av Kann bei gegebenener Do tierung Np berechnet werden zu Baliga 1987 Eirit ay 4010 NA 3 31 Hierbei wird n herungsweise von einem abrupten pn bergang und ausgedehnten parallelen Kontak ten ausgegangen Mit der Elementarladung e und der Dielektrizit tskonstante kann ein Faktor Rp f r die Reduzierung des elektrischen Feldes pro L nge in der n Basis definiert werden Zeller 1994 Ber 3 32 E 62 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Hiermit kann ein Zusammenhang f r die minimale Dicke der n Basis w bei einer gegebenen DC Spannung Upc angegeben werden mit Eicher et al 1996 2 Pirit Av 4 Erik av 2 Re Ube Bs 3 33 Wn Die Gleichung hat eine L sung solange der Ausdruck unter der Wurzel nicht negativ wird Wenn die Hintergrunddotierung einen Maximalwert berschreitet wird das elektrische Feld zu Null bevor der Rand der neutralen n Basis erreicht wird Man erreichnet die obere Grenze der Hin
231. r Gatestrom beim Abschalten schnell den Wert des Anodenstromes 14 Die Abschaltverst rkung ist ebenfalls eins und der Kathodenstrom kommutiert in den Gatekreis Gr ning et al 1996 Gr ning 1998 Aus diesem Ansatz wird der gate kommutierte Thyristor GCT entwickelt 3 3 Aufbau und Eigenschaften von IGCTs Mit dem GCT wird die Technik des harten Ausschaltens einer GTO Struktur realisiert Dieses Bauteil verbindet die geringen Durchlassverluste und die hohe Stromtragf higkeit der Thyristorstruktur mit dem Ausschaltverhalten einer Transistorstruktur zu einem zuverl ssigen und g nstig herstellbaren Leistungsschalter Der Kern ist die niederinduktive Integration des Gates und des GCTs zu einem integrierten Leistungsschalter dem IGCT Der homogene Betrieb des GCT ist die Basis f r eine lineare Skalierung der aktiv schaltenden Wafer fl che zum Einstellen der gew nschten Stromtragf higkeit So kann auch mit dem IGCT eine Bau teilfamilie realisiert werden wie es beim IGBT durch Einbau verschiedener Anzahlen von Chips in das Geh use Gr ning 1998 blich ist 3 3 1 Funktionsprinzip Der IGCT ist lateral wie ein GTO aufgebaut so dass das Verhalten beim Einschalten Leiten und im Blockierfall dem des GTO sehr hnlich ist Die Motivation zur Entwicklung des IGCT besteht in dem unkontrollierten Abschalten der GTO Struktur Der GTO durchl uft w hrend des Ausschal tens eine instabile Phase wie in Abbildung 3 11 dargestellt in der der Kathoden
232. rda J A New Approach for Teaching Power Electronics Converter Experiments Tran sactions on Education 48 3 513 519 Klaka et al 1997a Klaka S Frecker M und Griining H The Integrated Gate Commutated Thy ristor A New High Efficiency High Power Switch for Series or Snubberless Operation In Pro ceedings of Power Conversion N rnberg PCIM Klaka et al 1997b Klaka S Linder S und Frecker M A Family of Reverse Conducting gate Commutated Thyristors for Medium Voltage Drive Applications In Proceedings of Power Con version Hong Kong PCIM Klingbeil et al 2001 Klingbeil L Kalkner W und Heinrich C Fast acting solid state circuit breaker using state of the art power electronic devices In European Conference on Power Elec tronics and Applications Graz K llensperger und DeDoncker 2005 K llensperger P und DeDoncker R The Internally Commu tated Thyristor A new GCT with integrated turn off unit In Proceedings of the Conference on Integrated Power Systems Neapel VdE K llensperger und DeDoncker 2006 K llensperger P und DeDoncker R The Internally Commu tated Thyristor ICT A new GCT with integrated turn off unit Bodos Power Systems 11 56 59 Krug et al 2004 Krug D Malinowski M und Bernet S Design And Comparison of Medium Voltage Mulit Level Converters for Industry Applications In Conference Record of the 2004 IEEE IAS Annual Meeting Volume Vol 2 Seiten 781 790 IAS
233. rden die Untersuchungen an den 10 kV IGCTs vorgestellt F r die Unter suchungen standen Prototypen von asymmetrischen und r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs zur Verf gung Die Untersuchungen begleiteten die messtechnische Evaluierung des Konzeptes der 10 KV IGCTs in mehreren Schritten In einem ersten Schritt wurden sechs verschiedene asymmetrische 10 kV IGCTs hinsichtlich ihres Blockierverhaltens und des Ausschaltverhaltens charakterisiert Im n chsten Schritt wurden basierend auf den Ergebnissen dieser Untersuchungen zun chst f nf ver schiedene r ckw rtsleitende 10 kV IGCTs gefertigt Ziel der Untersuchung dieser Bauteile war neben der Charakterisierung des zweiten Entwurfes des IGCT Teils die Untersuchung das Schaltverhalten des Diodenteils Die Ergebnisse der Messungen an den Dioden der ersten Entwicklungsmuster r ck w rtsleitdender IGCTs floss in das Design einer zweiten Serie r ckw rtsleitender 10 kV IGCTs ein Abbildung 5 1 Foto eines Prototypen von asymmetrischen 10 kV IGCTs mit 68mm Wafer und Gateunit IL231 31 112 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS Der Abschnitt 5 1 beschreibt die Messungen an den asymmetrischen 10 kV IGCTs Nach der Vor stellung der getesteten Bauelemente werden in Abschnitt 5 1 1 die verwendeten Testschaltungen im Detail vorgestellt und deren Dimensionierung beschrieben In Abschnitt 5 1 2 werden exemplarisch f r einen 10 kV IGCT die Ergebnisse der Messungen gezeigt und diskutiert
234. rend der Charakterisierung des Schaltverhaltens der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs wird der Spannungsanstieg ber der Freilaufdiode mit einem RC Snubber begrenzt und damit ein Teil der Schaltverluste in den Snubber verlagert Die Ausschaltverluste des IGCT Teils liegen bei den getes teten Bauelementen eng beieinander Bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 6kV liegen die Ausschaltverluste des IGCT Teils zwischen Fog 4 5 6 2 VAs Die Untersuchung des Ausschaltverhaltens der integrierten Diode der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs zeigen bei einigen Bauelementen das Auftreten einer weiteren Stromspitze nach der eigent lichen Riickstromspitze Diese Bauelemente weisen hohe Ausschaltverluste des Dioden Teils bis zu Eog 15J auf Es konnten aber auch 10 kV Dioden wie IL320 47 getestet werden die unter den 157 gegebenen Bedingungen ein gutes Ausschaltverhalten zeigten Die Ausschaltverluste liegen unterhalb von Eos n p Mit den im Rahmen dieser Arbeit durchgef hrten Untersuchungen konnte gezeigt werden dass ba sierend auf den Prototypen von 10 kV IGCTs mit einem Siliziumdurchmesser von 68mm ein ro buster Leistungshalbleiter f r Mittelspannungsstromrichter entwickelt werden kann Auch die Rea lisierung einer 10 kV Diode konnte experimentell verifiziert werden Im Rahmen der nun folgenden Technologie und Produktentwicklung m ssen die erkannten technischen Probleme gel st und das Design der 10 kV IGCTs weiter optimiert werden 158 K
235. rer Aufbau Der modulare Aufbau der Betriebssoftware spiegelt einerseits die Flexibilit t des Aufbaus im Softwaredesign wider anderseits wird durch die Zerlegung der gesamten Betriebs software in einzelne fachliche und technische Komponenten die M glichkeit gegeben die Qualit t der Software zu verbessern Die Komponenten werden einzeln spezifiziert codiert und getestet Weinberg 1994 Das gezielte und planm ssige Testen der Softwarekomponenten hinsichtlich ihrer Funktion und ihres Verhaltens im Fehlerfalle ist wesentlicher Bestandteil der Entwicklungsarbeit Siedersleben 2002 Weinberg 1994 Thaller 1997 Das Einhalten von wohldefinierten internen Schnittstellen erlaubt das Erstellen einzelner Testszenarien f r alle Komponenten Weiterhin wird so die Austauschf higkeit gesichert In fachlichen Komponenten werden Gruppen von Funktionen zusammengefasst die zum Aufbau des Systems gef hrt haben Dies sind die Komponenten zur Durchf hrung der Messungen zur Daten speicherung und zur Datenanalyse Die technischen Komponenten fassen funktionale Einheiten zusammen In erster Linie werden ein zelne Komponenten des Testaufbaus durch entsprechende Softwaremodule abgebildet Hierbei ist es durchaus sinnvoll auch einzelne Ger te in zwei Komponenten zu zerlegen So wird von einem Oszil loskop w hrend einer einzelnen Messung nur verlangt in den Bereitschaftsmodus zu gehen und nach der erfolgten Messung die Daten an den Steuerrechner zu liefern Eine
236. rer Gatestrom im leitenden Zustand W hrend wie in Abschnitt 3 6 1 der Einschaltimpuls ausgel st wird wird mit der Schaltung nach Ab bildung 3 35 der station re Haltestrom aufgebaut Ein Toleranzbandregler regelt diesen station ren Gatestrom gem der Temperatur des Leistungshalbleiters Bei einer niedrigen Umgebungstempera tur wird ein hoher Gatestrom ben tigt steigt die Temperatur so sinkt der Gatestrom Odegard und Ernst 2002 52 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Abbildung 3 35 Ansteuerungsschaltung zur Erzeugung des Haltestromes W hrend des eingeschalteten Zustands ist eine negative Spannung ber der Gate Strecke ein proble matischer Betriebszustand f r die Gateunit Dieser Fall tritt ein wenn eine antiparallele Diode Strom f hrt Die Leistungsaufnahme der Gateunit steigt an da weiterhin der station re Gatestrom eingepr gt wird Dieser station re Gatestrom flie t aber nicht wie erwartet zur Kathode ab sondern zur Anode womit der eingepr gte Gatestrom ansteigt Direkt nach dem Nulldurchgang des Schalterstromes ist der IGCT nicht sofort in der Lage in den eingeschalteten Zustand berzugehen Der IGCT erf hrt eine ansteigende Anodenspannung bei einem Strom in Vorw rtsrichtung ohne den regenerativen Schal terzustand vollst ndig erreicht zu haben Die damit verbundene Leistungsspitze Power Pulse ist in der H he nicht kritisch tritt aber nicht homogen ber der gesamten Fl che des IGCT Wafers auf Ein wied
237. rhalb der Verluste die von den Widerst n den der statischen Symmetrierung nach Nagel et al 2000 bei einer Reihenschaltung von 4 5 KV und 5 5 kV IGCTs verursacht werden 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 119 1123103 DR 1L231 09 IMAH 123116 4 21 11231 31 TT 1231 48 U KV a Tj 25 C lx o j Hik 1231 48 1 6H 1231 40 1 4 1 24 1 0 0 84 0 6L 0 4 aa a A 0 i i i i i i 1 2 3 4 5 6 7 Une KV b Tj 85 C lx mars mal 1L231 49 14 12 10F st 6 L a 1 2 3 4 5 6 7 U kV c T 125 C Abbildung 5 8 Blockierstrommessung verschiedener 10 kV IGCTs bei verschiedenen Sperrschichttemperatu ren a Tj 25 C b 7 85 C c 7j 125 C 120 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 1 2 3 Ausschaltverhalten Us kV i Us kV 6f a 6f 4 2 o Is A 6007 400 200 0 5 10 15 20 t us 0 5 10 15 20 t us a Upc 6 5 kV verschiedene Schalterstr me b Upc 6 5 kV verschiedene Schalterstr me Tj 25 C T 85 C Us kV Us kV 6 4 6 4F 4 2 F 2 O 0 0 5 10 15 20 t us 0 5 10 15 20 t us Is A 7 7 7 Is Al 200 4 4000V 600 4900V
238. richter a relevanter Strompfad fiir eine Kommutierung b abgeleitete Testschaltung 4 5 2 1 Schaltungsprinzip Die Abbildung 4 22 a zeigt die Schaltung des Tiefsetzstellers zur Messung des Schaltverhaltens von IGCTs Das zu vermessende Bauelement i A mit DUT device under test bezeichnet wird mit einem Anschluss auf erdnahes Potenzial geschaltet um eine erdbezogene Spannungsmessung zu erm glichen Die Ansteuerung geschieht mit einem Doppelpuls wie in Abbildung 4 22 b dargestellt Nach dem Aufladen des Zwischenkreiskondensators wird der IGCT zur Zeit to eingeschaltet Mit dem Anlegen einer konstanten Spannung Upc an die Lastinduktivit t Ly beginnt der Strom durch die Lastinduktivit t und den IGCT nahezu linear zu steigen Erreicht der Strom durch den IGCT den Wert des abzuschaltenden Stromes so wird der IGCT zum Zeitpunkt ausgeschaltet Der Laststrom l kommutiert auf die Freilaufdiode D Nach der Freilaufphase wird der IGCT zum Zeitpunkt t wieder eingeschaltet um den kritischen Einschaltvorgang bei leitender Freilaufdiode zu messen Der Strom kommutiert von der Freilaufdiode auf den IGCT und steigt wie im Zeitraum to weiter an Zum Zeitpunkt t3 wird der IGCT wieder abgeschaltet und die aufmagnetisierte Lastinduktivit t wird im Freilaufkreis entmagnetisiert Der Zwischenkreiskondensator kann nach erfolgter Messung wieder entladen werden F r den Fall dass ausschliesslich ein Ausschaltvorgang zu messen ist wird auf das zw
239. romes ist die Spannung tiber dem Bauelement noch klein und steigt erst mit abklingendem Tailstrom auf die volle Vorw rtsblockierspannung an Die Begren zung des Spannungsanstieges reduziert die momentane Schalterleistungen und die Schaltverluste da ein Teil der Schaltverluste in das Beschaltungsnetzwerk verlagert wird Nagel et al 2000 Der Ma ximalwert der Spannung beim Abschalten des IGCTs Uprm wird ebenfalls auf einen kleineren Wert begrenzt als ohne RC Snubber siehe Abbildung 3 29 in Abschnitt 3 4 4 Der Maximalwert der Spannung Uprm steigt mit wachsendem abgeschalteten Strom Gleiches gilt 140 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS f r die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung Us ber dem IGCT die durch du dt Is Csn mit dem abgeschalteten Strom verkn pft ist Ein Wert von Uprm 7 kV wird nicht berschritten Pree MVA ay 0 8 5500V 6000V 0 7 0 6 0 5 0 4 0 3 2 J z 7 7 S000v 0 2 5500V 6000V 200 250 300 350 400 450 500 550 600l A 200 250 300 350 400 450 500 550 6001 A a Eog b Pmax Upm kV du dt Vus 7 0 900 65 800 700 6 0 600 5 5 500 400 4 57 ie eae sooo 7 300 lt zer ee 5500V ae 5500V aoc i BE BE BEE BEE l 1 a BE BE BE BE BE 1 200 250 300 350 400 450 500 550 600 IL A 200 250 300 350 400 450 500 550 6001 A c UMax d du dt
240. rreicht den Wert des Laststromes Jy erst zum Zeitpunkt ta es gilt das Ersatzschaltbild nach Abbildung 5 18 Der Strom steigt nach Erreichen der H he des Laststromes Jr weiter an bis der Kondensator Cpr auf den Wert der Zwischenkreisspannung geladen ist Auch hier ergibt sich ein schwingungsf higes System Der Strom is durch den IGCT wird wiederum zerlegt in einen zeitabh ngigen und einen station ren Anteil ig IL irpr 5 13 130 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS F r den zeitabh ngigen Teil gilt die Differenzialgleichung a Rpt d 1 ie tape el 5 14 Te IRDf le a IRDf Ons la Mit dem D mpfungsfaktor m und der Eigenfrequenz wy o ergibt sich hier die L sung einer ged mpf ten Schwingung U oe sin wmt 5 15 ig tL wrlo Der Strom is erreicht seinen Maximalwert zum Zeitpunkt lines 2 arctan 5 16 i WI Om und erreicht einen Maximalwert von em Wi sin arctan 5 17 wala l 6 E arctan om iS max i L u DUT al Abbildung 5 19 Ersatzschaltbild Intervall IV bei leitender Clampdiode Dc Intervall IV Die ged mpfte Schwingung die in Intervall III begann wird kurz nach Erreichen des Maximalwertes noch st rker bed mpft Wird der Spannungsabfall upc ber der Clampinduktivit t La zu Null so wird die Clampdiode Dc in Vorw rtsrichtung betrieben Der Clampkondensator ist nun wie im Ersat
241. rwicklung von 15 KV ausgew hlt Um den Fall abzudecken dass die Zwischenkreisspannung bis hierhin durchschl gt werden auf Varistoren basierende ber spannungsschutzeinrichtungen prim rseitig sowie Blitzschutzableiter sekund rseitig montiert wie in Abbildung 4 5 dargestellt Gollnick 2003 Die Einspeisung wird mit einem kombinierten Blitzschutz f r alle Phasen und den Schutzleiter versehen um direkte und ferne Blitzentladungen nicht in das Versorgungsnetz gelangen zu lassen 4 3 4 Pulserzeugung Zur Vermessung des Ein und Ausschaltverhaltens von Leistungshalbleitern wird das zu charakterisie rende Bauelement mit einem Doppelpuls angesteuert wie in Abschnitt 4 5 2 1 beschrieben wird Die kleinste zu realisierende Pulsdauer liegt im Falle von IGCTs im Bereich von ton of min 10 30 us nach der die Ladungstr gerverteilung im Bauelement station re Werte erreicht Bei der Charakterisie rung des Verhaltens von Leistungshalbleitern in Reihenschaltungen werden die Gate Signale gegen einander verschoben wie in Abbildung 4 6 dargestellt Die zeitliche Aufl sung dieser Verschiebung liegt im Bereich von einigen Nanosekunden Neben den Ansteuerungsignalen f r die Leistungshalbleiter werden Triggersignale f r das Datener fassungssystem ben tigt Wie in der Abbildung 4 6 dargestellt und in Abschnitt 4 5 3 diskutiert wer den f r die Datenerfassung verschiedene Startzeitpunkte ben tigt die Messungen erfolgen teilweise mit verschiedenen Zei
242. s Ausgehend von den gemessenen Ausschaltverl ufen werden die Ausschaltverluste bei den Sperr schichttemperaturen 7 25 C und 85 C in den Abbildungen 5 10 a und 5 10 b dargestellt F r 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 121 das Bauelement IL231 09 liegen die maximalen Ausschaltverluste bei 7 25 C bei einer Zwi schenkreisspannung von Upc 6 8kV bei Eog 18J entsprechend sind die Verluste bei einer Temperatur von T 85 C Eog 21 Eon J Eon J i 4000V 16 4500v 1422 a En En ideale dea 4900V i i i f 5400V h 5600V 200 300 400 500 600 700 JA 200 a T 25 C b T 85 C Abbildung 5 10 IL231 09 Ausschaltverluste bei Zwischenkreisspannungen von Upc 4kV 6 8kV und Schalterstr men von Js 200 800 A bei Sperrschichttemperaturen von a T 25 C und b 7 85 C Die Abbildung 5 11 zeigt den Ausschaltverlauf des IGCTs IL231 49 mit dem bei einer Zwischen kreisspannung von Upc 7kV ein Strom von Js 1kA bei einer Sperrschichttemperatur von T 85 C abgeschaltet werden konnte Nach einer schnellen Kommutierung des Kathodenstro mes auf das Gate innerhalb eines Intervalls kleiner als 1 us beginnt die Anodenspannung zu stei gen Erreicht diese den Wert der Zwischenkreisspannung so beginnt der Anodenstrom zu sinken die Streuinduktivit t des Spannverbandes erzeugt eine kleine berspannungsspitze Nac
243. s Teststandes liefert eine separate Einspeisung mit eigenem Abgriff am Mittelspannungstransformator So besteht auch durch die Versorgungsleitung keine elektrische Verbindung zum Rest des Labors Die Kondensatorbank des Zwischenkreises wird zur Messung auf die Zwischenkreisspannung aufge laden Die Spannung die an jeder Ebene des Zwischenkreises anliegt wird durch batteriebetriebene digitale Voltmeter erfasst und via Lichtwellenleiter an den Steuerrechner bermittelt So kann der Ladezustand auch nach einem kompletten Stromausfall abgelesen werden Weiterhin wird die ge samte Zwischenkreisspannung f r jede Messung durch ein weiteres Spannungsmessger t erfasst und mit den Messdaten abgespeichert Dieser Spannungswert kann zur Ansteuerung eines elektrischen T rschlosses verwendet werden 76 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Kupferschiene umlaufend T 7 HV Ladeger t i H r Batterie DVM Konfensatorbatterie 1 Bitzschutz berspannungs Ladeger
244. s e Dioden e K hlk rper RC Snubber der Leistungs halbleiter Restat Cayn Rayn Clamp Las Ca Ra e Da und K hlk rper RC Snubber Clampdiode Da Rstat Cayn Rayn absolute Komponentenzahl 82 normierte Komponenten 29 zahl normierte FIT Rate die normierten Gr en beziehen sich auf einen 3L NPC Umrichter mit einer Reihenschaltung von zwei 4 5 5 5 kV IGCTs und setzen dessen Werte zu 100 richter auf etwa S 5 5 MVA F r Wechselrichterleistungen S gt 5 5 MVA ist der Vergleich zwischen 2 parallelen 3L NPC VSCs mit 10 kV IGCTs Dioden und einem einzelnen 3L NPC VSC mit in Reihe geschalteten 5 5 KV IGCTs Dioden pro Schalterposition zu f hren Die Verwendung der 10 kV Leistungshalbleiter erm glicht in diesem Fall eine Reduzierung der Bauelementeanzahl im Leistungsteil um 41 Der vereinfachte Aufbau des Spannverbandes und die nicht ben tigten RC Snubber reduzieren Material und Herstellungskosten Die verringerte Komponentenzahl bedeutet eine Erh hung der Zuverl ssigkeit um 12 und ein vereinfachtes Wartungskonzept 2 4 3 Das Potenzial von 10 kV IGCTs und Dioden Der Vergleich von Dreipunkt Spannungswechselrichtern mit einzelnen 10 kV IGCTs und zwei in Reihe geschalteten 4 5 und 5 5 KV IGCTs und jeweils entsprechenden Dioden pro Schalterposition bei Ausgangsspannungen von 6 7 2 KV zeigt dass die Verwendung von 10 kV IGCTs die An zahl der Komponenten im Leistungsteil deutlich reduziert Bei Stromrichterl
245. s n Die so nun erm glichte Diffusion findet in einer Rate in der Gr enordnung der internen Re kombination statt so dass nun beide Mechanismen ablaufen k nnen Als Resultat kann die gesamte Speicherladung beim Ausschalten schneller ausger umt werden als dies ohne die Modifikation mit den Anoden Kurzschl ssen m glich w re Mohan et al 1995 Durch das Einbringen der Anoden kurzschl sse verliert der GTO allerdings sein Blockierverm gen in Sperrrichtung Der Abschaltvorgang des GTO ist in der Abbildung 3 11 dargestellt Im leitenden Fall verh lt sich der GTO wie ein Thyristor Mit dem Einpr gen des negativen Steuerstromes beginnt der Abschaltvorgang in dem sich der GTO instabil verh lt W hrend dieser Phase bernimmt der GTO bereits Spannung obgleich er noch den Kathodenstrom f hren muss Da der Ausschaltvorgang zwar ber das Gate ausgel st aber nicht wie bei einem Transistor ber das Gate gesteuert werden kann muss ein externes Beschaltungsnetzwerk eingesetzt werden Nach dem Abschalten der Vierschichtstruktur verh lt sich der GTO wie ein sperrender pnp Transistor 3000 2000 1000 leitender Thyristor GTO Bereich Blockierender Transistor Abbildung 3 11 Strom und Spannung beim Ausschalten eines GTO nach ABB GTO Book 3 2 GATE TURN OFF THYRISTOR 29 Abschalten des GTO mit Ausschaltentlastung In der Anwendung werden GTO blicherweise mit Beschaltungsnetzwerken eingesetzt die den Spannungsanstieg du dt am Baute
246. s R ckw rtserhol verhalten reverse recovery der Diode untersucht Beim bergang von den leitenden in den sper renden Zustand m ssen alle in der Diode gespeicherten Ladungstr ger abgebaut werden Nach dem Nulldurchgang des Stromes 7p zur Zeit tp bis zum Auftreten des Maximalwertes der R ckstromspitze Irr m vergeht die Spannungsnachlaufzeit ts Die Sperrverzugszeit tar gibt die Dauer der R ckstrom spitze an Die zwischen Strom 7p und der Zeitachse eingeschlossene Fl che entspricht der Speicherla dung Qpr Sie entspricht den Ladungstr gern die im Durchlassfall den Strom gef hrt haben und nun abgebaut werden Die Ausschaltverluste Hog p der Diode werden durch Integration der Momentan leistung vom Beginn des Absinken des Stromes ip zum Zeitpunkt ta bis zum Zeitpunkt tg bestimmt bei dem der Strom den Wert des Blockierstromes erreicht 5 2 2 Messungen an r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs Der folgende Abschnitt beschreibt exemplarisch die durchgef hrten Messungen an den Bauelementen IL320 29 und dem Diodenteil von IL320 47 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 137 5 2 2 1 Blockierstromstrom Die Messung des Blockierstromes pp erfolgt mit der Schaltung nach Abschnitt 4 5 1 auf Seite 97 Die Abbildung 5 26 zeigt das Blockierverhalten von zwei Prototypen von r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs bei Zwischenkreisspannungen von Upc 1 6kV bei den Sperrschichttemperaturen T 25 85 und 125 C
247. s bei einer Schaltfrequenz von fs 1 kHz zeigen dass sich die Verluste bei der Verwendung einer Rei henschaltung von zwei 5 5 KV IGCTs beziehungsweise eines 10 kV IGCTs pro Schalterposition nur geringf gig unterscheiden Eicher und Bernet 2000 In einer realen Reihenschaltung von IGCTs treten weitere Verluste in den zur Symmetrierung be n tigten passiven Komponenten auf Wenn zur dynamischen Symmetrierung ein RC Snubber ver wendet wird werden Verluste durch die Entladung der Kondensatoren verursacht z B Esnub c 0 15 Eor ccr f r 4 5 kV IGCTs bei Upc 4500 V I 2 kA Die statische Symmetrierung durch einen parallel geschalteten Widerstand erzeugt zus tzliche ohmsche Verluste Psnub r im Blo ckierzustand des IGCT Nagel et al 2001 Es ist zu ber cksichtigen dass die Verwendung eines 10 kV IGCTs im Vergleich zur Reihenschal tung von 5 5 kV IGCTs bei gleicher Siliziumfl che bedeutet dass nur etwa die H lfte der Verluste pro Halbleiter abgef hrt werden k nnen wenn nur eine K hldose oder K hlk rper pro Bauelement verwendet wird Simulationen eines 6 9 kV Dreipunkt Spannungswechselrichter mit einer Schaltfre quenz von fs 1 kHz und 10 kV IGCTs mit einem Waferdurchmesser von 91 mm zeigen dass eine Stromrichterleistung von S 5 5 MVA realisiert werden kann Eicher und Bernet 2000 In Tabelle 2 4 ist die Anzahl der Komponenten im Leistungsteil eines 6 7 2 kV 3L NPC Wech selrichters dargestellt Dabei werden diskrete
248. s ei nes GTOs L nge des flie enden Tailstromes beim Ab schalten eines GTO oder IGCT Anoden Katoden Spannung an einem Halbleiterbauelement Basis Emitter Spannung eines Transistors Thyristordurchbruchspannung in Vorw rts richtung Spannung ber dem Clamp Kondensator Spannungsabfall ber Coc Kollektor Emitter Spannung eines Transis tors Maximale Kollektor Emitter Spannung ei nes Transistors Spannung tiber einer Diode Spannung im Gleichspannungszwischen kreis Spannung tiber der Clamp Diode Maximale DC Spannung an einem einzel nen Leistungshalbleiter in einem Strom richter Nominale DC Spannung an einem einzel nen Leistungshalbleiter in einem Strom richter Spannungsabfall tiber Freilaufdiode Uck UGR UIN RMS ULca Un n RMS Uto Ua Urpc Urpe Urs URRM Us Usrn UT Urto Wn Vorw rtsblockierspannung eines GTO IGCTs Maximale Vorw rtsblockierspannung eines GTO IGCTs Wp XiX Gate Kathoden Spannung an einem schalt baren Halbleiterbauelement Gate Kathoden Spannung beim Abschalten eines GTO IGCT Eingangsseitige eines Stromrichters Phasenspannung Spannungsabfall an Clamp Induktivit t Leiter Leiter RMS Ausgangsspannung ei nes Stromrichters Spannungsabfall an der Streuinduktivit t Spannungsabfall ber Rc Spannungsabfall ber Rpc Spannungsabfall ber Rpr Nominale RMS Phasenspannung Maximale Blockierspannung eines Diode Spannungsabfal
249. s of irradiation The measurements include blocking the turn on and turn on of the IGCT as well as the diode turn off of the reverse conducting IGCTs The investigation of the turn off behavior of asymmetric 10 kV IGCTs shows that these devices are able to turn off a current of 1 kA at a DC link voltage of 7 kV The comparison of devices with different irradiation levels shows the potential of 10 kV IGCTs for an application specific optimization The characteri zation of the turn off behavior of the integrated diode in the reverse conducting 10 kV IGCTs shows the possibility of manufacturing a 10 kV Diode The experimental results and analysis show that the development of a promising power semicon ductor for medium voltage applications is possible based the prototypes of 10 kV devices with a 68 mm wafer vi Danksagung Ich m chte mich an dieser Stelle bei allen Personen bedanken die durch ihre Unterst tzung einen wichtigen Beitrag zur Anfertigung dieser Arbeit geleistet haben Besonderer Dank gilt meinen Eltern und meinem Bruder Ren auf deren Unterst tzung ich mich w hrend meines bisherigen Lebensweges verlassen konnte Meinen Freunden Dirk Biljana Volker und Bianca danke ich daf r dass sie nicht daran gezweifelt haben dass diese Arbeit fertig wird Ich danke Prof Steffen Bernet f r die berlassung des Themas und die Betreuung meiner Arbeit w hrend meiner f nfj hrigen Dienstzeit an der Technischen Universit t Seine fachlic
250. sbild der Komponenten b Schal tung des Leistungsteils und c gemessene Ausschaltverluste eines CoolMOS SPW47N60 im gesamten sicheren Arbeitsbereich Ups 80 650 V Ip 10 47 A Ra 209 T 25 C Die gesamte Messung wird mit einem digitalen Speicheroszilloskopes aufgezeichnet In der Phase der konstant anliegenden Blockierspannung wird der fliessende Blockierstrom ausgewertet Der Verlauf von Zwischenkreisspannung und gemessenem Blockierstrom ist in der Abbildung 4 19 b dargestellt Mit diesem Verfahren kann auch die thermische Stabilit t des Bauelements bestimmt werden indem man die Haltezeit der anliegenden Blockierspannung verl ngert In dieser Zeit der anliegenden Span nung werden dann mehrere Messungen in festgelegten Zeitabst nden durchgef hrt Bei Heisssperr dauertests wird die Blockierspannung ber sehr lange Zeiten angelegt Dieses Tests haben das Ziel Schwachstellen in der Passivierungsschicht oder der Randkontur zu detektieren Lutz 2006 Abschnitt 4 Die Bauelemente werden in der Halbleiterpresse kontaktiert Die Messung bei verschiedenen Sperr schichttemperaturen wird durch in den Stapel integrierte Heizmanschetten erm glicht Der Aufbau zur Blockierstrommessung an einem asymmetrischen 10 kV IGCT ist in der Abbildung 4 20 darge stellt 4 5 TESTSCHALTUNGEN 99 Messintervall Upc Probe 1 z W DUT Entladung durch U J Parallelwiderstand Probe 2 Ipr GND Zeitbasis 500ms div a Prinzipsc
251. schriebe nen Teilstrom A berlagert In den nun folgenden Zeitabschnitte berwiegt der Stromanteil B der durch die Clampinduktivit t Lc zu flie en beginnt Intervall III Das zweite Maximum im Strom zg durch den IGCT wird durch den Teilstrom B be stimmt Der Strom 7g ist zu Zeitpunkt t Siehe Bild A 5 b bereits auf den IGCT kommutiert die Freilaufdiode D sperrt Der Anteil des Teilstromes B erreicht den Wert des Laststromes Jy erst zum Zeitpunkt ts es gilt das Ersatzschaltbild nach Abbildung A 8 a Der Strom nach erreichen der H he des Laststromes J weiter an bis der Kondensator Cp auf den Wert der Zwischenkreisspannung ge laden ist Auch hier ergibt sich ein schwingungsf higes System durch die Reihenschaltung von Lc Rp und C pr Der Strom ig durch den IGCT wird wiederum zerlegt in einen zeitabh ngigen und einen station ren Anteil ig IL irpr A 74 172 ANHANG A ANALYTISCHE BERECHNUNGEN 1 87 KA 46L Wa lbc gt la gt m rn z vigor Uppr ul D a a Ersatzschaltbild b Simulierter Verlauf Abbildung A 8 Intervall III Ged mpfte Schwingung durch die Reihenschaltung von Dc Rp und Cpe a Ersatzschaltbild und b simulierter Verlauf F r den zeitabh ngigen Anteil irp kann die folgende Differenzialgleichung aufgestellt werden irpr z tRDf arzt 0 A 75 Mit dem D mpfungskoeffizient m und der Eigenfrequenz wy 9 R 1 on 5 m wno a A
252. se erm glichen F r den Fall dass auch die Auswertung direkt nach erfolgter Messung auf dem Steuerrechner realisiert werden soll ist die Rechnerleistung entsprechend anzu passen Da der Steuerrechner mit der Ansteuerung des Ladeger tes f r den Zwischenkreis und der Erzeugung der Gate Signale sicherheitsrelevante Aufgaben erf llt sind besondere Anforderungen zu erf llen Um einen Ausfall des Rechners im Betrieb bei Ausfall der Netzspannung zu verhindern kann eine unterbrechungsfreie Stromversorgung eingesetzt werden Diese muss auch alle Medienkonverter mit absichern um eine Ansteuerbarkeit des Testsystems ohne Netzstrom zu gew hrleisten 4 4 Betriebssoftware f r die automatisierte Vermessung 4 4 1 Motivation f r die Softwareentwicklung Der Entwurf eines Testsystems beinhaltet den Entwurf der Betriebssoftware zur Ansteuerung aller verwendeten Komponenten F r die Entwicklung dieser Betriebssoftware sind die in der Abbildung 4 9 dargestellten Komponenten anzusteuern Verschiedene Messger te Spannungs und Signalquel len m ssen zur sicheren Durchf hrung der Messungen in einer festgelegten Abfolge initialisiert pa rametriert und bedient werden Nach erfolgter Messung m ssen die gemessenen Daten gespeichert und ausgewertet werden Bei Leistungshalbleiterprototypen werden die Messungen oft f r verschiedene Muster einer Bau elementefamilie mehrfach wiederholt Eine automatische Wiederholung von Testsequenzen bedeutet eine deutlich s
253. sgangs Level er h ht werden Die Zusammensetzung der Ausgangsspannung aus mehr Spannungs Leveln er m glicht ein besseres harmonisches Ausgangsspektrum mit kleinerem Klirrfaktor Fazel et al 2005 Nachteilig ist die damit verbundene Erh hung der gespeicherten Energie in vielen Multi Level Stromrichtern Flying Capacitors Siemens robicon 2005 Die gespeicherte Energie ist ein Ma f r Aufwand und Gr e der passiven Komponenten im Leistungsteil Bernet 2005 Krug et al 2004 2 Bei gegebener Topologie wie zum Beispiel der eines Dreipunktspannungswechselrichters sie he Abbildungen 2 2 a und 2 2 b erh ht die Reihenschaltung von Leistungshalbleitern pro Schalterposition die Stromrichterausgangsspanung Der Vorteil liegt darin dass die Modifika tionen auf den Leistungsteil beschr nkt bleiben die Steuerrechnerplattform sowie zahlreiche Komponenten des Leistungsteils aber weiterverwendet werden k nnen Nachteilig ist der zu s tzliche Aufwand an passiven Komponenten zur statischen und dynamischen Symmetrierung der Spannungen an den in Reihe geschalteten Bauelementen 3 Die Stromrichtertopologie kann ebenfalls beibehalten werden wenn Bauelemente mit h herer Blockierspannung pro Schalterposition zum Einsatz kommen Ziel dieser Arbeit ist die Untersuchung von 10 kV IGCTs Der Einsatz dieser Bauelemente erm g licht die Erh hung der Stromrichterausgangsspannung von 4 16 kV bei der Verwendung von 5 5 KV IGCTs auf 7 2 kV basierend
254. sslich erdnah Der hohen analogen Bandbreite der Messwiderst nde und der F higkeit auch Gleichstr me zu mes sen steht die fehlende Isolation als gravierender Nachteil gegen ber Induktive Wandler wie Rogowski Spulen PEM Rogowski Transducers Ray und Hewson 2000 Hewson et al 2006 erlauben die poten zialfreie ber hrungslose Messung und werden selbst nicht vom zu messenden Strom durchflossen Die Abbildung 4 7 b zeigt die prinzipielle Wirkungsweise einer Rogowskispule Die Spule wird um den vom Strom durchflossenen Prim rleiter gewickelt Der flie ende Strom induziert bei einer Ge geninduktivit t M in der Spule eine Spannung um die der nderung des Stromes im Prim rleiter proportional ist di t dt Eine nachfolgender analoger Integrator mit der Zeitkonstante T liefert die dem gemessenen Strom proportionale Spannung um um t M g 4 4 T M um t umi t dt k IT K 4 5 0 Die erforderliche analoge Integration begrenzt die Bandbreite der Rogowskispulen auf Werte im Be reich von einigen 100 kHz Abh ngig von der Bandbreite wird das Messsignal um 20 200 ns verz gert PEM Rogowski Transducers Die Messung von Gleichstr men ist prinzipbedingt nicht m glich Die Wicklung der Spule besteht aus einem d nnen Draht und wird um einen nichtmagnetischen Kern gewickelt daher ist die Handhabung besonders der Rogowskispule in ffenbarer Ausf hrung 4 3 KOMPONENTEN DES LEISTUNGSHALBLEITER TESTSYSTEMS 81 recht e
255. sspannung w hrend einer Aus schaltmessung mit erfasst werden W hrend des Aufmagnetisierens der Lastinduktivit t Lys ist der zu testende IGCT durchgeschaltet Wie in Abschnitt 4 5 2 1 beschrieben steigt der Schalterstrom li near an siehe Abbildung 4 22 a In dieser Phase durchl uft der Strom durch den IGCT alle Werte bis zu dem Wert Ig max der schlie lich abgeschaltet wird Mit der Aufzeichnung der Durchlassspannung als Spannungsabfall ber den leitenden IGCT kann die Durchlasscharakterstik beschrieben werden cl Lea E 7 I y Da Ly R S Ra Teiler DSO 1 IRU Cre Ca DUT Strom wandler Strom wandler Teiler DSO 2 Ur Ust a Prinzipschaltbild i 7 7 7 7 7 T 7 r x ig A i i o Wafertest IL231 31 Beet a Messung 1L231 31 1600 1200 800 400 020 40 oo Eins 0 b Prinzipielle Verl ufe von Str men und Spannungen c Gemessene Durchlasskennlinie Abbildung 4 27 Messung des Durchlassverhaltens in der Tiefsetzstellerschaltung a Schaltbild und b ge messener Verlauf von Schalterstrom und Durchlassspannung Upc 6800V Tj 125 C und c extrahierte Durchlasskennlinie eines asymmetrischen 10 kV IGCTs IL231 31 Da die Messung ohnehin mit einem digitalen Speicheroszilloskop erfolgt kann der Verlauf der Durch lassspannung und des fliessenden Stromes
256. st beim Abreissen der R ckstromes zerst rt wird Eine Spannungsspitze tritt zu diesem Zeitpunkt nicht auf Die Abbildung 5 37 c zeigt die Ausschaltverluste f r die gemessenen Arbeitspunkte Bei kleinen Spannungen liegen die Verluste im selben Bereich wie mit der st rkeren Spannungsanstiegsbegren zung siehe Abbildung 5 35 d Bei h heren Zwischenkreisspannungen steigen die Verluste noch st r ker als zuvor an Up K i Up kV 8 8 6 6 4 4 2 2 0 i i i 0 40 50 60 70 80 90 t us 40 ID A 200A 250A 300A 350A 400A 450A 500A 550A 600A 40 50 60 70 80 90 t us b Upc 6kV Eoff D J 400 I V c Ausschaltverluste Abbildung 5 37 IL320 29 Ausschalten des Diodenteils mit einem modifizierten du dt Snubber mit einem maximalen Spannungsanstieg von du dt 2 6kV us bei Zwischenkreisspannungen von a Upc 4kV und b Upc 6kV jeweils bei Str men Ip 200 650 A und c die Ausschaltverluste bei einer Sperrschicht temperatur von Tj 25 C La 22 6 uH Ra 0 Q Ca 0 5 uF Rgn i Q Cyn 0 25 uF 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 149 5 2 2 5 11L320 47 Diodenteil Weitere Untersuchungen an mehreren anderen Dioden zeigen ein hnliches Verhalten wie das Bauele ment IL320 29 Allerdings gibt es auch Entw rfe die f r die weitere Ent
257. stellbar Durchf hrung der Messungen Es werden einzelne Messungen Serienmessungen und in einem Script vorgeplante Messungen ausgef hrt Alle Mehrfachmessungen m ssen zu jeder Zeit w hrend der Ausf hrung abgebrochen werden k nnen Verifikation der Messungen Die abgeschlossene Messung wird verifiziert Hierbei wird gepr ft ob die aufgezeichneten Daten aussagekr ftig sind Wird beispielsweise ein Kanal eines Oszilloskopes bersteuert so wird die Messung mit angepassten Teilerfaktor wiederholt Eine genaue berpr fung des gemessenen Signalverlaufs wie in Abbildung 4 10 dargestellt kann an dieser Stelle integriert werden Erlaubter Bereich f r die Schalterspannung Verbotener Bereich f r die Schalterspannung 0 5 10 15 20 t us Abbildung 4 10 Toleranzschema f r die Messung der Spannung ber einem ausschaltenden IGCT Speicherung der Messdaten Die gemessenen Daten werden nach der Messung gespeichert Als Datenformate werden offene Formate wie das bin re Format von Matlab MATLAB MatFileFormat 86 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER oder das TDM Datenformat Technical Data Management von National Instruments NI 2006 Dia dem verwendet So kann die Weiterverarbeitung zu einem sp teren Zeitpunkt gew hrleistet werden Die Verwendung von nicht offenen Datenformaten birgt das Risiko die Daten zu einem sp teren Zeit punkt nicht mehr verarbeiten zu k nnen Bei der Speicherung werden
258. storstruktur und dem robusten Aus schaltverhalten eines Transistors Kommt der IGCT dem Wunsch nach einem idealen Ventil nahe Bis zu dessen Einf hrung bestand die Auswahl an markteingef hrten abschaltbaren Hochleistungs halbleitern f r den Mittelspannungsbereich zwischen GTOs mit ihren externen Beschaltungsnetzwer ken und IGBTs mit hohen Durchlassverlusten Der IGCT verbindet die Vorz ge von Thyristorstruktur und Transistorschaltverhalten bei hoher Zuverl ssigkeit Als Ursprung der IGCT Technologie kann das harte Ausschalten einer GTO Struktur Gr ning et al 1996 gesehen werden Basierend auf der Struktur des Gate Turn Off Thyristors GTO wird die An steuerungseinheit des IGCT Gateunit so niederinduktiv ausgef hrt dass der Kathoden Emitter sehr schnell vollst ndig ausgeschaltet werden kann Der IGCT geht dann in den Zustand eines ausschal tenden Bipolartransistors mit offener Basis ber und ben tigt somit keine externe Beschaltung zur Begrenzung des Spannungsanstieges du dt Snubber Hieraus folgt die Notwendigkeit einer nieder induktiven Verbindung zwischen Wafer und Gateunit und damit die Integration von Leistungshalb leiter und dessen Ansteuerung zu einem System Gateunit a Abbildung 3 1 IGCT bestehend aus Leistungshalbleiter im Press Pack Geh use und integrierter Ansteuerungs einheit 18 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Der Begriff IGCT ist immer die Bezeichnung f r Leistungshalbleiter und Gateunit wie
259. strom noch flie t der GTO aber bereits Spannung bernimmt Der Hauptunterschied zum GTO besteht darin dass der GCT diese GTO Phase durchl uft bevor die Blockierspannung ber dem GCT zu steigen beginnt Die Einschn rung des flie enden Stromes unterhalb der Kathodenfinger findet auch im GCT statt al lerdings zu einer Zeit in der der GCT keine Spannung f hrt Der Wechsel vom Zustand in Abbildung 3 13 a zum Zustand in Abbildung 3 13 b erfolgt entsprechend schnell Auf den Spannungsanstieg begrenzende Beschaltungen du dt Snubber kann somit verzichtet werden 3 3 AUFBAU UND EIGENSCHAFTEN VON IGCTS 31 Anode Anode Blockierender pnp Transistor A Kathode Kathode a Leitender IGCT b Sperrender IGCT Abbildung 3 13 a IGCT im leitenden Zustand und b im blockierenden Zustand Vp kV I kA Upm A 4 nodenspannung Up 4 Ireo 3 3 Anodenstrom I 2 2 Thyristor Transistor Til 0 7 0 10 gt IGCT beginnt zu blockieren Gatespannung Uck 30 a Vex V 15 20 25 30 35 Zeit us Abbildung 3 14 Abschaltverhalten des IGCTs nach Steimer et al 1997 W hrend f r GTOs Abschaltstromverst rkungen von 3 5 bliche Werte sind wird beim IGCT eine Abschaltstromverst rkung von eins realisiert Durch das schnelle Anlegen eines hohen Gate stromes erfolgt beim IGCT die Eliminierung der GTO Zone durch die vollst ndige Kommutierung des Anodenstromes von der Kathode auf das Gate bevor Ladungen aus der n Basis
260. t Hierzu muss die Software ausreichend doku mentiert sein durch e eine sinnvolle Dokumentation im Quellcode und e ein separates Dokument dass die Spezifikation den Aufbau das Verhalten sowie die zur Qualifikation durchzuf hrenden Akzeptanztests des implementierten Softwaremoduls be schreibt Siedersleben 2002 Weinberg 1994 Thaller 1997 4 4 BETRIEBSSOFTWARE F R DIE AUTOMATISIERTE VERMESSUNG 89 Verst ndlichkeit Nutzbarkeit f r den Entwickler nderungs effizienz Wieder verwendbarkeit Adaptierbarkeit Variabilit t Portierbarkeit Abbildung 4 11 Merkmale von wiederverwendbarer Software nach Siedersleben 2002 nderungseffizienz Codieren und Testen einer Software bedeutet einen zeitlichen Aufwand der um so geringer ausf llt je besser eine Software auf m gliche nderungen vorbereitet ist Sieders leben 2002 Der Hauptansatzpunkt zur Steigerung der nderungseffizienz ist das Bereitstellen von Testprogrammen und Testdaten um die korrekte Funktionsweise der Software nach einer vorgenommenen nderung zu verifizieren Mit der Variabilit t der Software wird die Eigenschaft der Software beschrieben unter verschiedenen Einsatzbedingungen einsetzbar zu sein Dies umfasst die folgenden Merkmale Adaptierbarkeit Das Design der Betriebssoftware wird so angelegt dass eine Erweiterung um er g nzende Komponenten m glich ist Diese Forderung umfasst die Erweiteru
261. t IL231 31 als schaltendem IGCT Upc 6kV Is 650A Tj 125 C La 22 6uH Ra 6 Q Ca 0 5 uF Rgn 1 und Cyn 0 625 uF 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 145 spannungen von Upc 4 6kV und Str men von Ip 200 650 A Bei einer Zwischenkreis spannung von Upc 6KV zeigt die Diode bei niedriger Temperatur und Str men bis etwa 400 A einen normalen Verlauf des R ckstromes Mit steigendem Strom zeigt sich eine zweite Spitze w h rend des Abklingens des R ckstromes Bei einer Temperatur von T 125 C hat der Verlauf bereits bei kleinen Str men diese Form Die Abbildungen 5 34 c und 5 34 d zeigen das dieses Verhalten mit steigender Zwischenkreisspannung zunimmt Up kV ON AO nr E Io A Io A 500 500 f 500 40 50 60 70 80 90 t us 40 50 60 70 80 90 t us a Upc 6kV verschiedene Schalterstr me 7 25 C b Upc 6kV verschiedene Schalterstr me 7 125 C Up kV r r r r r Up kV BL J BL 6l 6 al 4 2i 2L 0 0 4 40 Io A r 1 r r 1 I A 500 F 4 500 01 gt ol 500 Y 500 J a 40 50 60 70 80 90 t us 40 50 60 70 80 90 t us c Is 650A d Is 650A verschiedene Zwischenkreisspannungen 7 25 C verschiedene Zwischenkreisspannungen 7 125 C Abbildung 5 34 IL320 29 Ausschalten der Diode im r ckw rtsleitenden IGCT bei
262. t 3 3 2 beschriebene niederinduktive Kontaktierung mit einer mehrlagigen Leiterplatte erlaubt keine direkte Messung des Gatestromes Die Modifikationen an der Gate Anbindung sollen die Messung des Gatesstromes erlauben ohne die Steuinduktivit t L im Gate Kreis nennenswert zu erh hen Je nach Geh usebauform des IGCTs kommen die im folgenden beschriebenen Methoden zur Gatestrom Messung in Frage Gatestrommessung am 91mm Presspack Geh use Bei IGCTs mit einem 91mm Wafer wird die Gateunit mit dem Gate Anschluss des Press Pack Geh uses verschraubt Das Gate wird durch eine ringf rmige Auflagefl che auf der Platine der Gateunit kontaktiert Auf der Unterseite stellt eine Bodenplatte oder ein weiterer Ring die Kontaktierung der Kathode mit dem Kathodenanschluss der Gateunit dar Rogowskispule I Rogowskispule Ipf Rogowskispule h Bar b Freilaufdiode a pm a Clamp Diode a Modifikation am 91mm IGCT b Messaufbau zur Messung des Gatestromes 2 5 l i i U kV ieee ER 1 kA 1 5 0 5 10 15 20 25 t us c Gatestrommessung Abbildung 4 25 Messung des Gate Stromes am 91mm IGCT a Modifikation an der Gateunit b Messaufbau zur Messung des Gate stromes und c Verl ufe der gemessenen Signale Upc 3400V IL 1kA Tj 100 C 108 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Zur Messung des Gatestromes wird der konzentrische Gate Anschluss des IGCTs siehe Abbildung
263. t wie in Bahnnetzkupplungen und Stromrichtern in Energiesystemen Bedingt durch konventionelle oder neuartige Applikationen wie z B Mittelspannungsstromrichter f r Windenergieanlagen Warm und Kaltwalzwerke Netzkupplungen oder aktive Filter gibt es einen generellen Trend hin zu h heren Stromrichterspannungen bzw leistungen Die Verwendung von 10 kV IGCTs erm glicht den Verzicht auf die Reihenschaltung von Leistungshalbleitern Die Anzahl der Bauelemente im Leistungsteil von Mittelspannungsstromrichtern kann reduziert werden das bedeutet die Reduzierung von Kosten und Betriebsverlusten des Umrichters bei gleichzeitiger Erh hung der Zuverl ssigkeit In der der vorliegenden Arbeit werden 10 kV IGCTs experimentell untersucht F r die Untersuchun gen wird ein Testsystem aufgebaut mit dem automatisierte Messungen an Leistungshalbleitern im Press Pack Geh use m glich sind Prototypen neuer Leistungshalbleiter wurden bislang in Einzel messungen untersucht Das hier aufgebaute Testsystem wird von einem Steuerrechner bedient und erm glicht die automatisierte Durchf hrung von Messungen an Leistungshalbleitern und deren An steuerschaltungen im gesamten sicheren Arbeitsbereich So kann eine Vielzahl von Messungen in kurzer Zeit durchgef hrt und ausgewertet werden Besonderes Augenmerk gilt dem sicheren Betrieb der Anlage Der Leistungsteil der Anlage erlaubt den Betrieb der Bauteile bei Zwischenkreisspan nungen bis 15kV und Laststr men bis 5kA
264. tbasen Die Anforderung an die pulserzeugenden Ger te liegt somit im Bereich der Erzeugung von schnellen digitalen Signalen mit einer zeitlichen Aufl sung im Nanosekundenbereich Das Pulsmuster muss nach dem Start einer Messung nicht ver ndert werden Das Pulsmuster wird vorab programmiert und wird zur Messung einmal ausgef hrt F r dieses Testsystem wird ein digitaler arbitr rer Wortgenerator in Form einer PCI Einsteckkarte im Steuerrechner im folgenden PulseBlaster genannt verwendet PulseBlaster Handbuch Die Pulse Blaster Karte erlaubt die Ausgabe von digitalen Worten fester Wortbreite zu vom Nutzer spezifizierten Testpunkten Die zeitliche Aufl sung wird vom verwendeten Grundtakt der Karte bestimmt Dieser 78 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Aufmagnetisieren Freilauf DUT on Freilauf I 1 I 1 I 1 l gatelGCT1 tnag 100US h a l At 10ns l l gatelGCT2 l l 1 l 1 At 20ns H l gatelGCT3 i H Trigger Scope 1 1 Trigger 1 i I Trigger Scope 2 I Trigger 2 1 l Trigger Scope 3 Trigger 3 l Ti t t Abbildung 4 6 Beispiel eines komplexen Pulsmusters zur Charakterisierung des zeitlich versetzten Ausschal tens einer Reihenschaltung von drei IGCTs mit mehreren Speicheroszilloskopen liegt bei der verwendeten Karte bei fcx 100 MHz Die Programmierung erfolgt durch eine dy namisch ladbare Laufzeitbibliothek die von jeder blichen Programmiersprache aus angesprochen w
265. tens durch die Gateunit Durchlassspannung liegt oberhalb der von vergleichbaren IGCTs Einschaltverluste bei hartem Einschalten sind h her als die von vergleichbaren IGCTs M gliche Explosionen des isolierten Modulgeh use im Fehlerfall ein Weiterbetrieb eines Strom richters ist nicht m glich Die Verwendung von IGCTs als Leistungsschalter in Stromrichtern ist im Vergleich zu IGBTs durch die folgenden Eigenschaften gekennzeichnet Geringere Durchlassspannung als vergleichbare IGBTs Geringere Einschaltverluste im hartschaltenden Betrieb verglichen mit hart einschaltenden IGBTs Begrenzung des Kurzschlussstromes durch die Induktivit t der Einschaltentlastung Clamp H herer Schaltungsaufwand durch die Clamp Beschaltung Zus tzliche Verluste in der Clamp Beschaltung H here Ausschaltverluste als vergleichbare IGBTs Schaltverhalten haupts chlich durch Halbleiterparamenter geometrische Bauteilstruktur und Dotierung sowie durch die externe passive Beschaltung bestimmt Deutlich h here Ansteuerleistung zur Steuerung des stromgesteuerten Gates im Vergleich zur Ansteuerung eines IGBTs deg rd und Ernst 2002 Setz und L scher 2006 2 4 MOTIVATION F R DIE ENTWICKLUNG VON 10 KV IGCTS 11 e Reihenschaltung nur bei Verwendung externer Beschaltungselemente du dt und di dt Snubber m glich e Keine Explosion des Press Pack Geh uses im Fehlerfalle 2 4 Motivation f r die Entwicklung von 10 kV IGCTs Wie in Abschnitt 2 1 gezeigt sin
266. ter verglichen mit dem Einsatz von in Reihe geschalteten Bauele menten eine drastische Reduzierung der Komponentenzahl im Leistungsteil und damit verbundener Kostensenkung und Steigerung der Zuverl ssigkeit bedeutet Zur messtechnischen Charakterisierung der 10 KV IGCTs wurde ein modulares Testsystem entwi ckelt Die M glichkeit der teilautomatisierten Messung erm glicht eine schnellere Durchf hrung von Messungen und Auswertungen die Reproduzierbarkeit der Messungen f r verschiedene Bauelemen te wird verbessert Die Betriebssoftware fasst alle Komponenten unter einer einheitlichen grafischen Benutzeroberf che zusammen Die experimentellen Untersuchungen wurden an verschieden bestrahlten asymmetrischen und r ck w rtsleitenden 10 kV IGCTs durchgef hrt Untersucht wurde das Blockierverhalten sowie das Ver halten beim Ein und Ausschalten des IGCTs sowie das Ausschalten der intergrierten antiparallelen Diode im r ckw rtsleitenden 10 kV IGCT Die Untersuchung des Schaltverhaltens von asymmetri schen 10 kV IGCTs mit 68mm Siliziumdurchmesser konnte zeigen dass die Bauelemente bei einer Zwischenkreisspannung von 7 kV einen Strom von 1 kA abschalten k nnen Der Vergleich verschie den bestrahlter Bauelemente zeigt dass applikationsspezifische 10 kV IGCTs entlang einer Techno logiekurve entworfen werden k nnen Die Untersuchungen des Ausschaltverhaltens der Diode der r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs zeigen dass die Herstellung einer 10 kV Dio
267. tergrunddotierung bei einer gegebenen Blockierspannung zu E Aun Der Verlauf von Np als Funktion der Blockierspannung ist in Abbildung 3 42 dargestellt F r eine Blockierspannung von 10 kV muss nach 3 34 f r die Hintergrunddotierung Np lt 0 92 10 cm gelten 3 N cm 3 1013 2 1013 1 1013 i 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 Upc V Abbildung 3 42 Maximale Hintergrunddotierung Np als Funktion der Blockierspannung gem ss 3 34 Der Verlauf von w nach Zusammenhang 3 33 als Funktion der Hintergrunddotierung Np ist in der Abbildung 3 43 f r verschiedene DC Spannungen dargestellt durchgezogene Linien F r 10 kV Bauteile ergibt sich hiernach eine Untergrenze der Weite der n Basis von w 700 um bei einer Dotierung von Ng 3 101 cm Der zweite Parameter der in der Festlegung der minimalen Weite der n Basis zu ber cksichtigen ist ist die zu erwartende Ausfallrate infolge kosmischer H henstrahlung siehe hierzu auch Abschnitt 3 4 6 3 8 DESIGN VON 10 KV IGCTS 63 w um 1 1012 21012 3 1012 44012 54012 810 110 N cm B Abbildung 3 43 Minimale Weiten der n Basis f r verschiedene Blockierspannungen dimensioniert nach der maximalen Blockierspannung durchgezogenen Linien und nach erwarteter FIT Rate gestrichelte Linien Die Wahrscheinlichkeit eines Ausfalles des Leistungshalbleiters durch die Einwirkung kosmischer H henstrahlung wird durch ein
268. tionsbereich Abbildung 3 21 Wafer eines r ckw rtsleitendenden GCTs ABB 5SHX 26L4510 Wie in Abschnitt 3 3 1 beschrieben kommt der IGCT selbst ohne Snubber zur Begrenzung des Span nungsanstieges aus F r die integrierte Diode gilt diese Forderung nach Verzicht auf externe Beschal tung ebenfalls Das Ausschalten ohne externe Begrenzung bedeutet die maximale Belastung f r die ausschaltende Diode W hrend die R ckstromspitze rr m erreicht wird tritt an der Diode die vol le Zwischenkreisspannung Upc auf Tritt w hrend des Abklingens der R ckstromspitze ein steiler Stromgradient dir dt auf so entsteht durch Streuinduktivit t eine Spannungsspitze die die Diode zerst ren kann Schr der 2006 Ziel der Entwicklung ist es hier den Maximalwert der R ckstrom spitze pam zu begrenzen Parameter zur Beeinflussung der H he der R ckstromspitze sind Linder et al 1997 1 die Lebensdauer der Ladungstr ger im pn bergang 2 der Stromanstieg di dt beim Ausschalten 3 der vor dem Ausschalten flie ende Vorw rtsstrom 38 KAPITEL 3 AUFBAU UND FUNKTION VON IGCTS Die erste Einflussgr e kann beim Design der Diode ber cksichtigt werden Das Einbringen von Rekombinationszentren in den Diodenbereich durch Bestrahlung mit Protonen reduziert die Lebens dauer der Ladungstr ger Die rtliche Verteilung l ngs der Richtung des pn berganges ist nicht kon stant Mit dem Ladungstrdger Lebensdauer Profil wird das Verhalten der Diode beim
269. tionsnahen Abstraktionsebene Die Kon zeption hnelt der symbolischen Programmierung und ist mehr als die Aneinandereihung von Be fehlen Sie bringt vielmehr die Mittel mit den erzeugten Code durch die bildhafte Darstellung von Zusammenh ngen zu strukturieren Die Realisierung der Betriebssoftware nach dem in der Abbildung 4 13 dargestellten Schichtenmodell unter Ber cksichtigung der Zustands bergangs Diagramme aus Abbildung 4 14 und 4 15 bedeutet die Implementation verschiedener einzelner Komponenten Die Testbarkeit der einzelnen Programm teile wird durch LabVIEW stark vereinfacht da jedes Unterprogramm selbst ohne jegliche nde rungen sofort autark lauff hig ist Das Erstellen umfangreicher Testumgebungen kann hier auf ein Minimum reduziert werden Jamal und Pichlik 2000 Jamal und Hagestedt 2001 Ein weiterer Vorteil der Auswahl von LabVIEW als Entwicklungsumgebung f r Testsysteme ist die Im strengeren Sinne spricht man von LabVIEW als einer Implementierung der Programmiersprache G die in eine Entwicklungsumgebung integriert ist Jamal und Hagestedt 2001 94 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Skript abgearbeitet Beenden der Skript verarbeitung beendet er Zwischen kreis Messung wird verworfen Nennspannung erreicht anpassen der prog des Puls lauft Programmierung beendet Datentibertragung beendet beendet Abbildung 4 15
270. ufdiode Blockierstrom bei anliegender Vorw rts blockierspannung Upp Maximaler Blockierstrom bei anliegender Vorw rtsblockierspannung UpRM Steuerstrom Gatestrom eines Thyristors oder GTO Maximaler Steuerstrom Gatestrom eines Thyristors oder GTO Maximaler negativer Abschaltstrom am Gate eines GTO IGCT xviii Ic Ik IL Irc IR Ic Irpc Irpr IRRM Is Ir Ircav M ITcoM It RMS M ITSM La AFIT L Last Steuerstrom Gatestrom zum Abschalten eines GTO IGCT Kathodenstrom eines Halbleiterbauele ments Laststrom Strom durch Clamp Induktivitat R ckw rtsstrom durch eine Diode Strom durch Rc Strom durch Rpc Strom durch Rpr Maximalwert der R ckstromspitze einer ausschaltenden Diode Schalterstrom Strom durch einen leitenden Thyristor GTO oder IGCT Mittelwert des Stromes durch einen leiten den Thyristor GTO oder IGCT Maximaler Anodenstrom der wiederholt abgeschaltet werden kann Effektivwert des Stromes durch einen lei tenden Thyristor GTO oder IGCT Maximaler Strom durch einen leitenden Thyristor GTO oder IGCT Clamp Induktivit t Ausfallrate von Leistungshalbleitern in der Einheit FIT Lastinduktivit t Diffusionsl nge von Elektronen in p dotiertem Material Diffusionslange von L chern in n Dotiertem Material Streuinduktivit t im Gatekreis eines IGCT oder GTO Allgemein f r eine Streuinduktivit t Lea Np QRR Ra Roc Roc
271. um durchl uft um dann auf den Wert der Durchlassspannung abzusin ken Damit ist ein Ansteigen der Stromdichte w hrend des Einsetzens der regenerativen Mitkopplung verbunden Im einschaltenden GTO h ngt dieser Vorgang von den Verst rkungen der beiden Tran sistoren des Ersatzschaltbildes ab die auch von den Kollektor Emitter Spannungen jeder einzelnen GTO Zelle und der Temperaturverteilung auf dem Wafer abh ngen Damit besteht die M glichkeit eines inhomogenen Einschaltvorganges dessen Verteilung ber die Waferfl che unbekannt und nicht kontrollierbar ist ABB GTO Book W hrend des Einschaltvorganges wechselt der GCT vom einschaltenden npn Transistor in den Zu stand einer eingeschalteten pnpn Thyristorstruktur Dieser Vorgang l uft homogen ab bedingt durch die feine Strukturierung und die niedrige Streuinduktivit t im Gate Kreis treten keinerlei lokale Strom dichte Maxima hot spots auf die das Bauteil zerst ren k nnten Experimentell wurde das homogene Einschalten bei Stromanstiegen d dt gt 3kA us gezeigt Gr ning und deg rd 1997 um U V laka U zz Igy 500A thyristor turn on om 1000A 3 1000 2 500 1 0 0 1 9 5 P t us Abbildung 3 24 Strom und Spannungszeitverlauf eines IGCT Einschaltvorganges nach ABB GTO Book Der GCT selbst ist hinsichtlich seiner Anforderungen an den Stromanstieg w hrend des Einschaltvor ganges nicht das begrenzende Bauelement Um die abkommutieren
272. um verglichen mit einem 2Verwendet wird die Neutronen Transmutation Dotierung NTD 3 8 DESIGN VON 10 KV IGCTS 65 Standardwert von 120 um Das Verh ltnis der Weiten von p und n Basis bleibt erhalten Von dieser Ma nahme wird ein positiver Einfluss auf den sicheren Arbeitsbereich erwartet wenn hohe Spannun gen geschaltet werden m ssen Erste Wafer mit dem tieferen Aluminiumprofil haben in dynamischen Tests bei kurzzeitigen Blockierspannungen bis zu 7kV ein besseres Schaltverhalten gezeigt als mit dem Standardprofil Bernet et al 2003b Dieses tiefere Profil wurde deshalb f r die Herstellung der ersten Muster von 10 kV IGCTs verwendet 3 8 3 Die 10 kV IGCT Familie Entsprechend den berlegungen aus Abschnitt 3 5 sind auch mit dem Wafer des 10 kV IGCTs appli kationsspezifische Optimierungen m glich Ansatzpunkt ist die Einstellung der Ladungstr gerlebens dauer durch Bestrahlung mit Elektronen Baliga 1987 Abschnitt 2 3 4 Die Bestrahlung des Wafers bei Raumtemperaturen mit hochenergetischen Elektronen f hrt zu teilweise transienten Vorg ngen wie lonisierung und energetischer Anregung und zu bleibenden Defekten im Material wie der Ent fernung von Atomen aus ihren Position im Kristall Einige dieser Defekte sind instabil und heilen bei Raumtemperatur aus Die erzeugten Leerstellenpaare im Substrat divacancies heilen erst bei Temperaturen im Bereich von T 225 290 C aus sie sind also in dem Temperaturbereich von Sperrschichttem
273. und Energiespeichersys teme Im Bereich der Hochspannungs Gleichstrom bertragung mit selbstgef hrten Stromrichtern HVDC Light werden Leistungen von 3 MW bis 350 MW bei DC Spannungen von 9 kV bis 150 kV umgeformt ABB HVDC Light Ref HVDC Tj reborg HVDC MurrayLink Selbstgef hrte Strom richter bieten die M glichkeit Wirk und Blindleistung unabh ngig voneinander zu regeln und er m glichen so den Anschluss an Netze kleiner Kurzschlussleistung sowie den Betrieb von Inselnetzen Hanson und Sandeberg 2005 F r einen Energietransport in beiden Richtungen werden die Gleich spannungszwischenkreise zweier Stromrichter entweder durch ein langes DC Verbindungskabel oder direkt vor Ort Back To Back verbunden siehe Abb 2 4 Die vorherrschende Topologie ist der Zweipunkt Spannungswechselrichter Papadopoulos et al 2005 ABB HVDC Lisht Einzelne Projekte verwenden die Topologie des Dreipunkt Spannungswechsel richters HVDC MurrayLink Der Vorzug der IGBTs in diesem Applikationsbereich liegt in der Steu 8 KAPITEL 2 LEISTUNGSHALBLEITER F R MITTELSPANNUNGSSTROMRICHTER U kV ee ERST a HVDC Light ABB HVDC Light ABB HVDC Light li Valhal Offhore CrossSound EstLink IGBT Presspack IGBT Presspack IGBT Presspack et H pa ABB HVDC Light o 2 MufrayLink a 1 10 ne TA A we Bere IGBTPiesspack 7 TER TO j ABB HVDC Light 9 Z Gotland 4 g E 7 g IGBT Presspack l 7 ABB HVDC Light
274. ung QRR d R ckstromspitze IRRM tar uS T l ts us l T T EEE Mae Sa an ee Fr ze 30 25 Oht DOREEN SS J 15 Be EEE 10 4000V 4500V f i f 6000V 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A e Sperrverzugszeit trr f Spannungsnachlaufzeit ts Abbildung 5 36 IL320 29 Aus den Ausschaltverl ufen extrahierte Parameter ber dem Diodenstrom Ip bei den Zwischenkreisspannungen Upc 4kV 6kV und einer Sperrschichttemperatur von T 125 C a Stromanstiegsgeschwindigkeit dip dt b Ausschaltverluste Fogn c Sperrverz gerungsladung QRR d R ckstromspitze IRrm e Sperrverzugszeit t und f Spannungsnachlaufzeit ts 148 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS Variation des Spannungsanstieges auf du dt 2 6kV yus Zur weiteren Charakterisierung wur de die den Spannungsanstieg begrenzende RC Beschaltung modifiziert Mit Cs 0 25 uF wird ein maximaler Spannungsanstieg von du dt 2 6 kV us erm glicht Die Abbildung 5 37 a zeigt bei einer Zwischenkreisspannung von Upc 4kV einen normalen Ausschaltverlauf Bei einer Zwisch enkreisspannung von Upc 6kV hingegen tritt nach der R ckstromspitze eine zweite Spitze in fast der selben H he auf Bei einem abzuschaltenden Strom von Jp 600 A wird das Bauteil zerst rt Bemerkenswert ist die Tatsache dass dies nicht mit dem Auftreten der zweiten Stromspitze zusam menf llt sondern die Diode er
275. ungen ein asymmetrischer 10 kV IGCT IL231 31 verwen det In der Clampbeschaltung wird eine Reihenschaltung aus 5 5 kV Dioden eingesetzt Diese Di oden wurden hinsichtlich ihres Schaltverhaltens selektiert um auf eine Symmetrierungsbeschaltung verzichten zu k nnen W hrend dieser Messungen werden neben Strom ip und Spannung un der 136 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS ausschaltenden Freilaufdiode alle Spannungen an den anderen Leistungshalbleitern im Leistungsteil berwacht Insbesondere werden die Spannungen ber den selektierten Clampdioden mit Differenz tastk pfen aufgezeichnet um die gleichm ige Spannungsaufteilung zu berpr fen 5 2 1 3 Extrahierte Parameter Aus den Verl ufen des Ausschaltvorganges des IGCT Teils werden wie zuvor in Abschnitt 5 1 1 be schrieben die Schaltverluste bestimmt Abbildung 5 25 a zeigt einen typischen Ausschaltverlauf bei dem der Spannungsanstieg durch den du dt Snubber begrenzt wird FT a aad aes aaa aa aan 90 At a Ausschaltverhalten des IGCT Teils b Ausschaltverhalten des Dioden Teils Abbildung 5 25 Definition der aus den Schaltverl ufen gewonnenen Parameter a f r die Ausschaltverl ufe des IGCT Teils und b f r die Ausschaltverl ufe der Diode Abbildung 5 25 b zeigt ein Ausschalten des Diodenteils eines r ckw rtsleitenden IGCTs Neben den Anstiegsgeschwindigkeiten des Stromes dip dt und der Spannung dup dt wird da
276. ungsteil gut in das Gesamtkonzept des Testsystems integrieren 4 5 1 1 Schaltungsprinzip In Abbildung 4 19 a ist die Prinzipschaltung f r die Blockierstrommessung dargestellt Der Blo ckierstrom wird durch Messung des Spannungsabfalles an einem Pr zisionsmesswiderstand erfasst die Blockierspannung wird mit einem Hochspannungstastkopf gemessen F r die Messung wird ein sehr stark verkleinerter Zwischenkreiskondensator Cpe auf die gew nschte Blockierspannung aufge laden Um stabile Zust nde im Bauelement zu erreichen wird die Spannung f r eine kurze Haltezeit thoia 500 ms konstant gehalten Hiernach wird das Ladeger t abgeschaltet und der Zwischenkreis kondensator durch den Parallelwiderstand Rp entladen Bauartbedingt kann das Ladeger t den Zwi schenkreis nicht entladen FuG Handbuch 98 KAPITEL 4 AUFBAU EINES TESTSYSTEMS F R LEISTUNGSHALBLEITER Zwischenkreis Leistungsteil Steuerrechner Netzteil Alb Gateunit tea a ir IEEE 488 2 Interface Digitales Digitales Voltmeter Speicher oszilloskop IEEE 488 2 EEE 488 2 a bersicht des Testsystems N N E og mJ 8 7 6 5 4 HFBR2528 U LWL Re u Tigger 2 Gatetreiber 1 icL7667 R 0 800 600 a0 400 Use NM ID A 0 b Schaltung des Leistungsteils c Ausschaltverluste eines CooIMOS SPW47N60 Abbildung 4 18 Testumgebung fiir die Softwareentwicklung a Ubersicht
277. uren a 7 25 C b T 50 C c 7 85 C und d Tj 125 C La 22 6 uH Ra 6 Q Ca 0 5 ur Rsa 1 Q Cyn 0 625 uF Aus den gemessenen Verl ufen beim Ausschalten der Diode werden gem Abschnitt 5 2 1 3 ver schiedene Parameter extrahiert Der Stromanstieg dip dt dargestellt in 5 36 a ist f r einen Wert der Zwischenkreisspannung bei allen abgeschalteten Str men konstant und wird durch die Clam pinduktivit t festgelegt Mit wachsendem Strom ip wird die zwischen Stromverlauf und Zeitachse eingeschlossene Fl che gr er die Sperrverz gerungsladung Qrr w chst siehe Abbildung 5 36 c Die R ckstromspitze Irrm Wird mit steigendem Strom Ip gr er berschreitet aber einen Wert von Irrm 730A bei Upc 6 kV nicht 5 2 CHARAKTERISIERUNG R CKW RTSLEITENDER 10 KV IGCTS 147 i 7 15 dint f i 4000V A Z Soov Born J 150 j 5500V 4 6000V 200 i i i J 10 250 leo 300 pee 5 E BU OR ee AR ER AB E DR 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A a dip dt b Ausschaltverluste Fog D QrR UC T T T IRRM A Fs eas ve ROS RO et 200 3500 300 eine r 3000 400 h A 1 L n i J 2500 20007 1500 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A 200 250 300 350 400 450 500 550 600 Ip A c Sperrverz gerungslad
278. us die M glichkeit des Abschaltens des Stromes ber den Gate Anschluss Wird der Basis des n pn Transistors ein L cherstrom zugef hrt der geringer ist als der Elektronenstrom der zur Kompensation der Rekombination bei gegebenem Anodenstrom notwendig ist so wird die Speicherladung aus dem pn bergang J ausger umt Mit dem Absinken der Ladungstr gerkonzen trationen durch Rekombination und den Umkehrstrom ber das Gate wird der R ckkopplungseffekt au er Kraft gesetzt Ik 1 Gion lt Qpnp I Ic mit Ic lt 0 3 10 Die Abschaltbedingung wird beschrieben durch die Abschaltstromverst rkung I I npn I n npn Bog A Cm t Com c npn 3 11 Fe Ic pnp Qnpn Apnp 1 3 2 Gate Turn Off Thyristor Die analytisch gezeigte M glichkeit des Abschaltens einer Thyristorstruktur ber den Steueranschluss wird technologisch im Gate Turn Off Thyristor GTO realisiert GTOs unterscheiden sich von nor malen Thyristoren durch die F higkeit den Anodenstrom durch Einpr gen eines negativen Steuerstro mes abzuschalten Damit ist es im Vergleich zum Thyristor unn tig die am Bauelement anliegende Spannung Uax umzupolen um das Abschalten zu erreichen Somit k nnen Kommutierungsschaltun gen entfallen Mohan et al 1995 Anke 2000 Wie alle bipolaren Bauelemente wird auch der GTO durch den Steuerstrom gesteuert Es wird ein relativ hoher Strom zum Einschalten des GTOs ben tigt die Abschaltstromverst rkung liegt im Bereich von 4 5 Wolley 196
279. ware we Warum Kosten e Anschluss DUT Dokumentations und Wartungsstrategie festlegen Verschiedene Typen von ga Messequipment pr fen Hersteller sichten Aufstellen einer Liste von m glichen Herstellern und Ger ten i endg ltige Liste erstellen Auswahl des Testequipments Aufbau Testplatz Messracks stellen er elektrische Verbindungen Schalter Sicherheit Modularit t Be Unabh ngigkeit von verwendetem Equipment Entwickung von Zubeh r L Aufbau und Evaluation fernsteuerbare Anschl sse eines Prototyps Alle Testpfade verifizieren ni IF Ri sae Abbildung 4 1 Entwurf und Implementation eines Testsystems nach Tursky et al 2001 Anschluss DUT Kabel Anwender im selben Produktbereich verkauft werden Wie in jedem Projekt sind die Hauptfaktoren die Zeit die fiir die Realisierung zur Verfiigung steht die Spezifikation der zur realisierenden Tests das Budget das zur Realisierung zur Verf gung steht Abh ngig davon wie wichtig der Beitrag eines der Faktoren zum Gesamtergebnis ist werden Zu gest ndnisse zu Gunsten eines Faktors auf Kosten der anderen gemacht Ist die Zeit begrenzt so wird Geld daf r ausgegeben das Projekt in der gegebenen Zeit zu realisieren Ist die Zeit nicht das vordringliche Problem so kann in der Planung der zeitaufw ndigere Eigenbau einiger Kompon
280. weitere hochenergetische Teilchen durch Kollision erzeugen Hierbei k nnen auch Neutronen entstehen die einen Durchbruch eines blockierenden Leistungshalbleiters bewirken k nnen In Kaminski und Stiasny 2005 wird die Ausfallrate A von IGCTs durch ein mathematisches Modell unter Verwendung der Einflussgr en der Zwischenkreisspannung Upc der Sperrschichttemperatur 7 und der H he h ber dem Meeresspiegel beschrieben Beim Entwurf neuer Bauelemente muss der Einfluss der H henstrahlung in der Fest legung von Sperrschichtweiten und Dotierungsst rken ber cksichtigt werden siehe Abschnitt 3 8 2 sowie Zeller 1995 Eicher et al 1996 Eicher und Bernet 2000 3 5 Applikationsspezifische Parametereinstellung In den Applikationen im Mittelspannungsbereich werden verschiedene Anforderungen an den Leis tungshalbleiter gestellt e IGCTs mit geringen Durchlassverlusten werden in Applikationen mit kleinen Schaltfrequen zen wie Netzkupplungen und Mittelspannungsschaltern in der Energie bertragung eingesetzt Klingbeil et al 2001 e IGCTs mit geringen Schaltverlusten werden in Mittelspannungsstromrichtern mit hoher Schalt frequenz eingesetzt Um diese verschiedenen Anforderungen zu erf llen wird aus einem Basisentwurf eines IGCT eine Bauteilfamilie entwickelt Die nderung der Ladungstr gerlebensdauer durch Bestrahlung mit Elek tronen und Protonen erm glicht die Einstellung der Durchlass und Schaltverluste auf einer Tech nologiekurve
281. werden so ergibt sich eine theoretisch notwendige Abtastrate von mindestens 100MS s mega samples per second 10 Abtastungen pro Sekunde Soll weiterf h rend eine Frequenzanalyse erfolgen so ist das Shannonsche Abtasttheorem zu ber cksichtigen und die Abtastfrequenz fgampie ist auf den doppelten Wert der h chsten zu rekonstruierenden Frequenz 4 3 KOMPONENTEN DES LEISTUNGSHALBLEITER TESTSYSTEMS 79 fmax festzulegen Eine analoge Vorfilterung zur Vermeidung von spektralen berschneidungen Anti Aliasing Filter ist in diesem Fall unabdingbar Stearns und Hush 1994 Lappe und Fischer 1993 4 3 5 1 Digitale Signalerfassung Als Systeme zur digitalen Erfassung von Messsignalen kommen sowohl digitale Signalerfassungskar ten und digitale Speicheroszilloskope in Frage Beide Systeme realisieren die Abtastung eines ana logen Signals und speichern die abgetastete Wertefolge in digitaler Form im Speicher Eine digitale Weiterverarbeitung erfolgt im Ger t oder einem angeschlossenen externen Rechner PCI basierte Digitalisierungskarten erreichen Abtastraten bis zu 200 MS s bei einer Wortbreite von 12 Bit und einer analogen Bandbreite von 150 MHz NI PCI 5124 Bei Karten mit diesen Daten sind maximal zwei analoge Eingangskanile tiblich Je nach Ausfiihrung sind auf diesen Karten die analogen Vorfilter bereits enthalten Ein einstellbarer analoger Vorverst rker zur Anpassung der Am plitude des Messsignals an den Wandlungsbereich ist blicherweise
282. wicklung vielversprechende Ergebnisse zeigen Die Abbildung 5 38 zeigt die Messungen des Bauelements IL320 47 dessen Di odenwafer stark mit Elektronen bestrahlt wurde und entsprechend eine hohe Durchlassspannung von Ur 10 23 V bei Ip WOA aufweist siehe Tabelle 5 4 F r die Messung wurde der maximale Spannungsanstieg auf dUp dt 1kV us festgelegt Diese Diode zeigt bei Zwischenkreisspannun gen von Upc 4 6kV und Str men Jp 200 650 A R ckstromverl ufe ohne ein zweites auftretendes Strommaximum Die Sperrverzugszeit liegt bei allen Messungen unterhalb eines Wertes Von ty max 10 us Die hohe Elektronenbestrahlung wirkt sich ebenfalls auf die H he der R ckstrom spitze Irr m aus die einen Maximalwert von 540 A Upc 6kV 7 125 C Ip 650 A nicht berschreitet Die Darstellung der Ausschaltverluste des Diodenteils von IL320 47 zeigt dass die Ausschaltverlus te gegen ber dem Bauelement IL320 29 aus Abbildung 5 35 im gesamten Arbeitsbereich deutlich geringer sind Weiterhin ist erkennbar dass mit steigendem Diodenstrom bei IL320 47 die Verluste wesentlich geringer steigen als es bei IL320 29 der Fall war Der Verlauf in Richtung steigenden Stromes ist bei allen Temperaturen nahezu konstant wie in allen Teilbildern in 5 39 erkennbar ist Der Anstieg der Verlustleistung mit wachsender Zwischenkreisspannung f llt ebenfalls geringer aus 150 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS
283. ximalwertes durch Teilstrom B ist der Teilstrom A bereits abgeklungen und kann hier vernachl ssigt werden Intervall I Vor dem Einschalten des IGCTs flie t der Strom Tr im Freilaufkreis Die Freilaufdiode leitet der Clampkondensator ist auf den Wert der Zwischenkreisspannung aufgeladen es ist ucc Upc Unmittelbar nach dem Einschalten des IGCTs zum Zeitpunkt to gilt das Ersatzschaltbild in Abbildung A 6 a Die Freilaufdiode ist noch leitend und schlie t ihren RC Snubber kurz Durch das Einschalten des IGCTs beginnt der Strom 7g zu flie en der Stromanstieg wird nur durch die Streuinduktivit t im A 3 EINSCHALTEN DES IGCTS MIT IN REIHE GESCHALTETEN DIODEN 169 Clamp Kreis Lo begrenzt Die Str me is und ips sind gegeben durch U ig t E t A 56 Loc U inet iL i A 57 Erreicht der Schalterstrom 7g den Wert des Laststromes J so ist die Kommutierung des Stromes von der Freilaufdiode auf den IGCT abgeschlossen Te iea DUT i i i 0 95 0 0 05 t us a Ersatzschaltbild b Simulierter Verlauf Abbildung A 6 Intervall I Kommutierung des Laststromes von der Diode auf den IGCT a Ersatzschaltbild und b simulierter Verlauf Intervall II Nach der Kommutierung des Laststromes J beginnt die Freilaufdiode Blockierspan nung zu bernehmen Die Spannung up beginnt zu steigen es gilt das Ersatzschaltbild A 7 a U kKV f I kKA 0 8 0 02 04 06 tus a Ersatzschaltbild
284. zschaltbild in Abbildung 5 19 dargestellt parallel mit dem Snubber der Freilaufdiode verbunden Der Clampkondensator wird wieder auf den Wert der Zwischenkreisspannung aufgeladen Die vollst ndige analytische Berechnung dieser Vorg nge wird in Anhang A 3 und Tschirley und Bernet 2005a angegeben Es wird gezeigt dass die Erh hung der Werte f r die Widerst nde in der dynamischen Symmetrierung der Clampdioden Rpci x die erste Stromspitze minimieren kann Die Abbildung 5 20 zeigt einen Einschaltverlauf mit Widerst nden von Rpci x 6 Q Die D mpfung ist aber nicht so gro dass der urspr nglich durch die Clampinduktivit t dimensionierte Stromanstieg erzielt werden kann allerdings kann die erste Stromspitze fast vollst ndig unterdr ckt werden 5 1 CHARAKTERISIERUNG ASYMMETRISCHER 10 KV IGCTS 131 Werk ee Be BE Ba fF be FY age 42 44 46 48 50 52 54 56 t us Abbildung 5 20 IL231 31 Einschaltverlauf mit hochohmigerer dynamischer Symmetrierung der Clampdiode Deg mit Rpc x 6 Q nach Tschirley und Bernet 2005a 132 KAPITEL 5 EXPERIMENTELLE UNTERSUCHUNGEN VON 10 KV IGCTS 5 2 Charakterisierung r ckw rtsleitender 10 kV IGCTs Basierend auf den Ergebnissen der Messungen an den asymmetrischen 10 kV IGCTs werden im n chsten Schritt f nf verschiedene Prototypen von r ckw rtsleitenden 10 kV IGCTs gefertigt Ba sierend auf dem Wafer der asymmetrischen 10 kV IGCTs soll nun eine 10 KV Diode auf dem Wafer integriert werden

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